№5 / 2017 Статья 5 Разработка моста для режима жестких переключений на нитрид-галлиевых транзисторах Transphorm

Вячеслав Морозов (г. Ростов-на-Дону)

TransphormКомпания Transform произвела настоящую революцию в схемотехнике силовых преобразовательных устройств, представив на рынке мощные каскодные GaN-транзисторы на кремниевой подложке. Это позволило начать применение мостовых схем с жесткой коммутацией, в которых уменьшено и сопротивление в открытом состоянии, и емкость затвора, а КПД достигает 99%.

Согласно аналитическим прогнозам, мировой доход от продаж силовых полупроводниковых приборов (п/п), изготовленных по технологиям SiC (карбид кремния) и GaN (нитрид галлия), вырастет к 2025 году до 3,7 млрд. долларов США по сравнению с 210 млн. в 2015 году. Ожидается, что основными областями применения новых технологий будут электротранспорт, в том числе гибридные автомобили, а также источники питания и преобразователи напряжения (инверторы), работающие с фотоэлектрическими батареями. Возрастающий интерес к новым технологиям производства силовых п/п обусловлен требованиями увеличения КПД и удельной мощности силовых преобразователей. Например, использование GaN-транзисторов производства компании Transphorm в инверторе мощностью 4,5 кВт позволило уменьшить габариты устройства на 40% (рисунок 1) и повысить КПД с 96,5% до 98% по сравнению с инвертором на кремниевых МОП-транзисторах.

Рис. 1. Инверторы мощностью 4,5 кВт, изготовленные с использованием кремниевых и GaN-транзисторов

Рис. 1. Инверторы мощностью 4,5 кВт, изготовленные с использованием кремниевых и GaN-транзисторов

Показателем качества, характеризующим различные технологии изготовления высоковольтных ключей для силовой преобразовательной техники, является комбинация максимального напряжения (напряжения пробоя) и удельного сопротивления ключа в открытом состоянии. Из диаграмм на рисунке 2 видно, что технология изготовления кремниевых МОП-транзисторов (Si) практически достигла своего предела в области создания высоковольтных ключей. Карбид кремния (SiC) и нитрид галлия (GaN) относятся к п/п-материалам с большой шириной запрещенной зоны, благодаря чему они способны работать при напряженности электрического поля на порядок большей, чем у кремния (таблица 1). Применительно к силовой преобразовательной технике это означает, что транзисторные ключи, изготовленные по технологиям GaN и SiC, в сравнении с кремниевыми МОП-транзисторами обеспечивают меньшее сопротивление ключа в открытом состоянии и, соответственно, меньшие потери при одинаковом рабочем напряжении. Преимущества кремниевых МОП-транзисторов, в частности – их меньшая стоимость, сохраняются в низковольтных применениях. Что же касается высоковольтных силовых ключей, то здесь основными конкурентами являются SiC- и GaN-транзисторы. Однако, как видно из таблицы 1, нитрид-галлиевая технология обеспечивает более высокую подвижность носителей, вследствие чего для GaN-транзисторов при одинаковом с SiC-транзисторами рабочем напряжении имеется возможность получить меньшее сопротивление ключа в открытом состоянии и, соответственно, меньшие потери мощности. Кроме того, по сравнению с SiC-транзисторами, GaN-транзисторы, изготовленные на подложке из кремния (GaN-on-Si), используют менее сложный технологический процесс, что в перспективе позволит снизить стоимость высоковольтных ключей.

Рис. 2. Показатели качества различных технологий изготовления высоковольтных транзисторов

Рис. 2. Показатели качества различных технологий изготовления высоковольтных транзисторов

Таблица 1. Сравнительные характеристики различных технологий производства силовых подупроводниковых ключей

Наименование параметра Технология производства силовых п/п-ключей
Si 4H-SiC GaN
Максимальная напряженность электрического поля, 106 В/см 3 30 30
Подвижность носителей заряда, см2/В•с 1500 700 2000
Коэффициент теплопроводности, Вт/см•К 1,5 4,5 1,5

Особенности применения GaN-транзисторов в мостовых схемах

Широкому применению GaN-транзисторов до недавнего времени препятствовали технологические трудности получения нитрид-галлиевых структур, а также инверсная логика управления – поскольку базовая структура GaN-транзистора является нормально открытым ключом. Силовые высоковольтные ключи производства компании Transphorm представляют собой каскодную структуру, состоящую из нормально-закрытого низковольтного МОП-транзистора и высоковольтного GaN-транзистора с высокой подвижностью электронов (рисунок 3). Благодаря этому для управления GaN-транзисторами Transphorm могут использоваться такие же драйверы затвора, как и для обычных транзисторов с изолированным затвором.

Рис. 3. Каскодный GaN-транзистор производства компании Transphorm: а) внутренняя структура; б) экви- валентная схема в виде нормально-закрытого ключа

Рис. 3. Каскодный GaN-транзистор производства компании Transphorm: а) внутренняя структура; б) эквивалентная схема в виде нормально-закрытого ключа

Работа GaN-транзисторов в мостовой схеме без антипараллельных диодов

Особенность мощных кремниевых МОП-транзисторов – наличие в их структуре паразитного p-n-перехода, который при работе транзистора в мостовой схеме способен проводить ток в паузах между импульсами коммутации, то есть выполнять функции антипараллельного диода. Однако при прохождении тока через внутренний диод МОП-транзистора в его p-n-переходе происходит накопление неосновных носителей заряда, в результате чего при коммутации МОП-транзистора в цепи «сток-исток» образуются импульсы обратного тока восстановления диода. Эта проблема особенно актуальна в высоковольтных мостовых схемах, где паразитный внутренний диод МОП-транзистора при прямом прохождении тока накапливает значительный заряд, что приводит к большой амплитуде импульсов обратного тока и длительному времени рассасывания неосновных носителей в p-n-переходе внутреннего диода. В традиционных мостовых схемах, выполненных на транзисторах с изолированным затвором, параллельно внутреннему диоду устанавливают внешний быстродействующий антипараллельный диод (рисунок 4а), что увеличивает габариты печатной платы и стоимость изделия.

Рис. 4. Полумостовая схема: а) на обычных тран- зисторах с изолированным затвором; б) на и каскодных GaN-транзисторах Transp

Рис. 4. Полумостовая схема: а) на обычных транзисторах с изолированным затвором; б) на и каскодных GaN-транзисторах Transp

В гибридных каскодных ключах производства компании Transphorm нитрид-галлиевый транзистор выполнен на основе чистого беспримесного полупроводникового материала, вследствие чего в нем отсутствует паразитный p-n-переход и в канале может протекать в обоих направлениях ток, состоящий только из основных носителей. При работе в мостовой схеме ток в паузе между импульсами коммутации протекает через паразитный диод внутреннего МОП-транзистора, однако инжектируемый в него заряд имеет малую величину благодаря низкому рабочему напряжению МОП-транзистора. Вследствие этого нитрид-галиевые транзисторы Transphorm с высокой подвижностью электронов (HEMT) представляют собой практически идеальные ключевые элементы для мостовых схем благодаря способности коммутировать ток в паузах между импульсами без использования дополнительных антипараллельных диодов (рисунок 4б).

На рисунке 5 показано протекание тока в каскодном GaN-транзисторе в трех режимах работы:

  • При напряжении «сток-исток» VDS > 0 и напряжении на затворе больше порогового VGS > VTH транзистор открыт в прямом направлении (рисунок 5а). Падение напряжения «сток-исток» в прямом направлении протекания тока определяется формулой 1:

form_1 , (1)

где RDS(on),Si и RDS(on),GaN – сопротивление в открытом состоянии МОП- и GaN-транзисторов соответственно.

  • Протекание тока в обратном направлении происходит при напряжении VDS < 0, при этом возможны два режима работы в зависимости от напряжения «затвор-исток». При напряжении VGS < VTH (рисунок 5б) МОП-транзистор закрыт и ток протекает через внутренний диод МОП-транзистора и нормально-открытый GaN-транзистор. Падение напряжения «исток-сток» в обратном направлении определяется формулой 2:

form_2 , (2)

где VSD-Si – падение напряжения на внутреннем диоде МОП-транзистора, IF – ток истока.

  •  Падение напряжения «исток-сток» в обратном включении можно уменьшить, подав на затвор МОП-транзистора отпирающее напряжение VGS > VTH (рисунок 5в), при этом падение напряжения «исток-сток» будет определяться формулой 3:

form_3  (3)

В качестве примера: при обратном токе IF = 5 А уменьшение падения напряжения «исток-сток» в режиме работы в) по сравнению с режимом работы б) составит примерно 0,8 В. При использовании режима работы в) необходимо обеспечить задержку между выключением одного транзистора полумоста и включением другого («мертвое» время) для предотвращения сквозных токов.

Рис. 5. Протекание тока при трех режимах работы каскодного GaN-транзистора

Рис. 5. Протекание тока при трех режимах работы каскодного GaN-транзистора

Современные техпроцессы изготовления кремниевых МОП-транзисторов позволяют сформировать в полупроводниковой структуре p-n-переход, который может выполнять функции антипараллельного диода благодаря пониженному значению заряда обратного восстановления QRR. Однако даже у специальных серий МОП-транзисторов с быстрым внутренним диодом величина Qrr превышает этот же параметр GaN-транзисторов в 20 и более раз при одинаковых сопротивлениях канала в открытом состоянии (рисунок 6).

Рис. 6. Процесс обратного восстановления: а) кремниевого МОП -транзистора, б) каскодного GaN-тран- зистора производства компании Transphorm (закрашенные области на графиках показывают величину заряда обратного восстановления диода)

Рис. 6. Процесс обратного восстановления: а) кремниевого МОП -транзистора, б) каскодного GaN-транзистора производства компании Transphorm (закрашенные области на графиках показывают величину заряда обратного восстановления диода)

Особенности топологии печатных плат

Выходные цепи

Рис. 7. Эквивалентная схема выходных цепей полевых транзисторов с учетом паразитных элементов печатной платы

Рис. 7. Эквивалентная схема выходных цепей полевых транзисторов с учетом паразитных элементов печатной платы

Паразитные индуктивности цепей затвора и стока значительно влияют на перенапряжения, переходные колебательные процессы и, в целом, на устойчивость работы мостовых схем. Несмотря на малые величины зарядов восстановления каскодных GaN-транзисторов, они все же не равны нулю, и при перезаряде емкостей в цепи стока протекают токи с большой скоростью изменения. Для уменьшения амплитуды переходных колебательных процессов необходимо минимизировать паразитные индуктивности, обозначенные на рисунке 7 как LS1, LD1, LS2 и LD2, используя для этого низкоимпедансные силовые и земляные проводники (полигоны) и размещая фильтрующие конденсаторы как можно ближе к транзисторам. Влияние паразитной индуктивности LOUT при этом незначительно, так как она включена последовательно с индуктивностью нагрузки и в первом приближении просто добавляет к ней некоторую величину. Необходимо также минимизировать длину проводника между истоком верхнего ключа (Q1) и стоком нижнего ключа (Q2), что достигается размещением обоих транзисторов на общем радиаторе «спина к спине», как показано на рисунке 8а. Для уменьшения паразитной индуктивности сток Q1 подключен непосредственно к плюсовой шине питания, а исток Q2 – к шине земли (рисунок 8а). Полигоны земли и питания находятся на внутренних слоях печатной платы и на рисунке не показаны. Выходная цепь коммутации образована широким проводником, соединяющим исток Q1 со стоком Q2. Необходимо обратить внимание на то, что GaN-транзисторы HEMT производства Transphorm в корпусе TO220 имеют конфигурацию выводов G-S-D, в отличие от традиционной для МОП-транзисторов конфигурации G-D-S. Расположение вывода истока в средней части корпуса уменьшает паразитную связь между входными и выходными цепями. Высоковольтные фильтрующие конденсаторы SMD размещены на нижней стороне печатной платы (рисунок 8б), что позволяет уменьшить паразитную индуктивность проводников.

Паразитная емкость выходной цепи коммутации, обозначенная на рисунке 7 как COUT, увеличивает коммутационные потери, поэтому необходимо стремиться к уменьшению общей площади проводников, образующих выходную цепь коммутации, не допуская при этом значительного увеличения индуктивности цепи. Типичная 4-слойная плата с расстоянием 0,3 мм между внешним слоем и внутренним земляным полигоном добавляет распределенную емкость примерно 15 пФ/см2, следовательно, при частоте коммутации 100 кГц каждый см² площади проводника добавит P = 1/2•C•V2•fs = 120 мВт коммутационных потерь.

Рис. 8. Пример разводки печатной платы: а) силовые шины, б) размещение фильтрующих конденсаторов

Рис. 8. Пример разводки печатной платы: а) силовые шины, б) размещение фильтрующих конденсаторов

Существенным моментом при разработке печатных плат является использование отдельных земляных полигонов для силовых и сигнальных цепей – они должны соединяться между собой только в одной точке.

Цепи управления

Рис. 9. Эквивалентная схема цепи управления, включающая в себя паразитные индуктивности выводов транзистора и внешних цепей

Рис. 9. Эквивалентная схема цепи управления, включающая в себя паразитные индуктивности выводов транзистора и внешних цепей

Для входных цепей, соединяющих выход драйвера и затвор МОП-транзистора, также необходимо минимизировать паразитные индуктивности, особенно индуктивность в цепи истока (LS2 на рисунке 9), которая является общей для силовой цепи и цепи управления. При изменении тока стока dID/dt на его паразитной индуктивности формируется напряжение, которое добавляется последовательно с выходным напряжением драйвера в цепи управления. Вследствие этого для цепи истока необходимо использовать низкоимпедансные проводники печатной платы. Основная проблема состоит в том, что последовательно с индуктивностью проводников включена паразитная индуктивность вывода истока корпуса TO220 (рисунок 6), которую невозможно уменьшить, однако, как будет показано далее, можно оценить ее влияние для минимизации обусловленных ею негативных эффектов.

Рис. 10. Осциллограммы напряжений «сток-исток» Vds и «затвор-исток» Vgs транзистора нижнего плеча (Q2) повышающего преобразователя 200...400 В

Рис. 10. Осциллограммы напряжений «сток-исток» Vds и «затвор-исток» Vgs транзистора нижнего плеча (Q2) повышающего преобразователя 200…400 В

В начальном интервале переходного процесса включения транзистора ток стока увеличивается с нуля до величины тока нагрузки (0 < ID < ILOAD), при этом скорость изменения dID/dt определяется током затвора. Поскольку напряжение VDS в этом интервале времени практически не меняется, в токе ID отсутствует составляющая, разряда выходной емкости. На индуктивности истока формируется напряжение V = LdI/dt, которое вычитается из напряжения на затворе. При меньшем значении тока затвора IG переходный процесс dI/dt становится более медленным, вследствие чего уменьшаются напряжение на паразитной индуктивности истока и амплитуды связанных с этой индуктивностью паразитных резонансов. Установка резистора в цепи затвора (ZG на рисунке 10) позволяет уменьшать IG, однако вследствие малой величины емкости обратной связи CRSS каскодной схемы не может обеспечить ограничение скорости изменения напряжения выходной цепи d(VDS)/dt. Обычный способ ограничения разряда CRSS с помощью резистора в цепи затвора малоэффективен, поскольку основная выходная емкость CDS не разряжается через резистор затвора. Более предпочтительным является выбор драйвера затвора с меньшим выходным током для ограничения IG и dI/dt. В процессе включения каскодного GaN-транзистора при достижении током стока величины тока нагрузки (ID > ILOAD), происходит быстрый переходный процесс со скоростью dV/dt порядка 100 В/нс. Емкостной ток COSS, обусловленный изменением напряжения d(VDS)/dt, протекает через паразитную индуктивность истока, вызывая колебательный процесс. Пульсации напряжения на паразитной индуктивности через входную емкость транзистора CISS воздействуют на входную цепь и влияют на изменение тока в ней. Установка небольшой ферритовой бусины SMD в качестве ZG разрывает паразитную емкостную связь и препятствует возникновению колебательных процессов тока затвора, не ухудшая существенно форму импульсов напряжения на затворе. В качестве примера на рисунке 10 показаны осциллограммы напряжений «сток-исток» и «затвор-исток» с ферритовой бусиной, имеющей импеданс 120 Ом на частоте 100 МГц, а на рисунке 11 – результаты моделирования тока затвора с ферритовой бусиной и без нее. Как видно из рисунка 11, ферритовая бусина эффективно подавляет высокочастотные пульсации тока затвора и, что критически важно, изменение напряжения VGS в этом случае полностью определяется током через емкость CGS.

Рис. 11. Результаты моделирования тока затвора: а) с ферритовой бусиной; б) без нее

Рис. 11. Результаты моделирования тока затвора: а) с ферритовой бусиной; б) без нее

Особенности переключения каскодного GaN-транзистора

Рис. 12. Паразитные емкости транзистора QL ниж- него плеча полумоста в выключенном состоянии, QH находится в ключевом режиме

Рис. 12. Паразитные емкости транзистора QL нижнего плеча полумоста в выключенном состоянии, QH находится в ключевом режиме

На рисунке 12 показана эквивалентная схема полумоста в интервале времени, когда происходит коммутация транзистора верхнего плеча, транзистор нижнего плеча закрыт, при этом через него протекает замыкающий ток в паузах между импульсами коммутации. При включении транзистора QH в выходной цепи коммутации (S) появляется напряжение с высокой скоростью изменения dV/dt, которое создает ток IGD, заряжающий емкость CGD транзистора QL. Часть этого тока будет заряжать емкость CGS, увеличивая напряжение на затворе. При достаточно большом отношении CGD/CGS увеличение напряжения VGS может привести к включению нижнего транзистора QL. Однако в каскодных GaN-транзисторах это отношение чрезвычайно мало, например, для TPH3006 CGD = 4,5 пФ, а величина CGS составляет 720 пФ при VGS = 0, и более 2000 пФ во включенном состоянии.

Рис. 13. Осциллограммы выключения нижнего транзистора QL. Сверху – вниз: напряжение «сток-исток» с масштабирующим коэффициентом 1:100, ток в индуктивности, внешнее напряжение «затвор-исток»

Рис. 13. Осциллограммы выключения нижнего транзистора QL. Сверху – вниз: напряжение «сток-исток» с масштабирующим коэффициентом 1:100, ток в индуктивности, внешнее напряжение «затвор-исток»

Рис. 14. Схема управления затвором каскодного GaN-транзистора с отрицательным напряжением смещения

Рис. 14. Схема управления затвором каскодного GaN-транзистора с отрицательным напряжением
смещения

Более существенной проблемой, чем емкостная связь через CGD каскодной пары, является емкость CGD_Si низковольтного кремниевого МОП-транзистора. Напряжение «сток-исток» кремниевого МОП-транзистора VDS_Si (рисунок 12) при высокой скорости dV/dt может возрасти до величины -VTH GaN-транзистора. В этом случае отношение CGD_Si/CGS будет иметь значительное влияние. Осциллограммы на рисунке 13 показывают, что при изменении VDS_Si напряжение VGS быстро приближается к пороговому уровню, однако, так как повышение VDS_Si происходит при закрытом GaN-транзисторе, ток стока кремниевого МОП-транзистора, обусловленный увеличением VGS, должен сначала разрядить затвор GaN-транзистора до того, как через транзистор начнет протекать внешний ток. Поэтому мгновенное включение кремниевого полевого транзистора не обязательно приведет к появлению внешнего тока стока. Для повышения помехоустойчивости транзистора можно использовать схему управления затвором, создающую небольшое отрицательное напряжение смещения, например такую, как показано на рисунке 14. Однако в оценочных платах производства компании Transphorm отрицательное смещение затвора не используется, при этом в процессе работы не наблюдается экстремально больших коммутационных потерь, обусловленных ложным включением нижнего транзистора полумостовой схемы.

Охлаждение

Радиатор следует подключать к цепи заземления переменного тока. В оценочной плате, фрагмент которой показан на рисунке 8, радиатор электрически соединен с полигоном земли (отрицательным полюсом источника питания), при этом оба транзистора изолированы от радиатора. Для транзистора нижнего плеча емкость между пластиной корпуса TO220 и радиатором не критична, поскольку пластина соединена с истоком, поэтому транзистор может быть установлен непосредственно на радиатор. Однако при этом возможно протекание тока нагрузки через радиатор. Если надежное соединение между пластиной корпуса транзистора и радиатором невозможно или нежелательно – необходимо использовать изолирующую прокладку. Для транзистора верхнего плеча емкость между пластиной TO220 и радиатором будет увеличивать коммутационные потери, поэтому необходимо использовать изолирующую прокладку увеличенной толщины и/или с низкой диэлектрической проницаемостью. Данную паразитную емкость можно исключить при использовании в верхнем плече транзистора Transphorm с подключением к пластине корпуса вывода стока, например, TPH3006PD. Однако поскольку структура внутреннего соединения «сток-пластина» отличается от структуры соединения «исток-пластина», паразитные резонансные емкости, возникающие в полумостовой схеме, будут иметь более сложный характер.

Особенности управления верхним плечом моста

Вследствие высоких скоростей изменения напряжения драйвер затвора верхнего плеча должен обладать хорошей устойчивостью к синфазным помехам. Для уменьшения dI/dt целесообразно выбирать драйвер затвора с меньшим выходным током: например, хороший результат показывают драйверы с выходным током 0,5 А.

Типовая бутстрепная схема питания (схема с плавающим питанием) верхнего плеча моста содержит элементы R4, D1, C12 и C13. Емкость перехода D1 непосредственно влияет на коммутационные потери, поэтому в качестве D1 должен использоваться быстрый диод с малой емкостью перехода. Резистор R4 предназначен для ограничения тока заряда конденсатора, его величина составляет 10…15 Ом. Если для питания драйвера верхнего плеча используется изолированный DC/DC-преобразователь, его проходная емкость играет ту же роль, что и емкость перехода D1 в бутстрепной схеме. Индуктивность, включенная последовательно с этой емкостью, создаст дополнительную резонансную цепь, которая будет возбуждаться при каждом импульсе коммутации, что требует тщательной разводки этого узла на печатной плате. При использовании плавающего источника питания может оказаться полезной установка синфазного помехоподавляющего дросселя.

Преимущества решений на GaN транзисторах

Рис. 15. Зависимость тока стока ID от напряжения «сток-исток» VDS в закрытом состоянии кремни- евого МОП -транзистора (CoolMOS ) и каскодного GaN-транзистора (GaN-on-Si HEMT) при температу- ре 175°C

Рис. 15. Зависимость тока стока ID от напряжения «сток-исток» VDS в закрытом состоянии кремниевого МОП -транзистора (CoolMOS ) и каскодного GaN-транзистора (GaN-on-Si HEMT) при температуре 175°C

В таблице 2 приведено сравнение основных параметров каскодного GaN-транзистора Transphorm и современного МОП-транзистора (Superjunction MOSFET) при использовании в качестве высоковольтных ключей в мостовой схеме. GaN-транзистор TPH3006PS имеет значительно меньший заряд «затвор-исток» QGD, что обеспечивает более быструю коммутацию и, соответственно, значительно меньшие коммутационные потери по сравнению с кремниевым МОП-транзистором. При этом полный заряд затвора QG GaN-транзистора также значительно меньше, что позволяет использовать для его управления драйверы затвора с меньшим выходным током.

Графики на рисунке 15 характеризуют способность 600-вольтовых транзисторных ключей работать при высоких температурах корпуса транзистора, характерных для современной преобразовательной техники. При температуре 175°C ток стока ID кремниевого МОП-транзистора (CoolMOS) быстро растет при приближении напряжения «сток-исток» VDS в закрытом состоянии к максимальному значению 600 В, в то время как ток стока каскодного GaN-транзистора (GaN-on-Si HEMT) растет сравнительно медленно до напряжения примерно в 1 кВ, значительно превышающего рабочее напряжение.

Таблица 2. Сравнительные характеристики каскодного CaN-транзистора TPH3006PS и МОП-транзистора серии Superjunction MOSFET

Параметр Обозначение Наименование
Superjunction MOSFET TPH3006PS
Максимальное напряжение «сток-исток» при температуре 25°C, В VDS (25°C) 600 600
Сопротивление канала при температуре 25°C, Ом RDS(on) (25°C) 0,14…0,16 0,15…0,18
Полный заряд затвора, нКл QG 75 6,2
Заряд «затвор-сток», нКл QGD 38 2,2
Эффективная выходная емкость, определяемая по энергии, накопленной при изменении VDS от 0 до 480 В, пФ Co(er) 66 56
Эффективная выходная емкость, определяемая по времени заряда при изменении VDS от 0 до 480 В, пФ Co(tr) 314 110
Заряд обратного восстановления внутреннего диода, нКл QRR 82001 542
Время обратного восстановления внутреннего диода, нс tRR 4601 302
Примечания: 1 – VDS = 400 В, IDS = 11,3 А, di/dt = 100 А/мкс; 2 – VDS = 480 В, IDS = 9 А, di/dt = 450 А/мкс.

Типовые решения Transphorm

Одним из типовых решений Transphorm является двухтактный безмостовой корректор коэффициента мощности (ККМ), выполненный по схеме повышающего преобразователя напряжения (рисунок 16) со следующими характеристиками:

  •  диапазон входного переменного напряжения 85…265 В;
  • выходное постоянное напряжение 387 ±5 В;
  • максимальная мощность нагрузки 4400 Вт;
  • частота коммутации 66 кГц.
Рис. 16. Двухтактный безмостовой ККМ с коммутатором сетевого напряжения: а) на диодах; б) на МОП - транзисторах

Рис. 16. Двухтактный безмостовой ККМ с коммутатором сетевого напряжения: а) на диодах; б) на МОП-транзисторах

Рис. 17. Сигналы управления затворами SD1 и SD2

Рис. 17. Сигналы управления затворами SD1 и SD2

ККМ работает в режиме непрерывных токов дросселя (CCM), что оказалось возможным благодаря низким коммутационным потерям и малому времени обратного восстановления, свойственным каскодным GaN-транзисторам. ККМ содержит «быстрое» плечо на каскодных GaN-транзисторах Q1 и Q2, работающее на частоте коммутации, и «медленное» плечо, коммутирующее полуволны сетевого напряжения посредством диодов D1, D2 или МОП-транзисторов SD1, SD2. При положительной полуволне напряжения сети через открытый D1 (SD1) входная линия переменного тока подключена к выходной общей шине питания. При этом Q1 выполняет функцию активного ключа повышающего преобразователя, а Q2 – синхронного выпрямителя. При отрицательной полуволне напряжения сети через открытый D2 (SD2) входная линия переменного тока подключена к выходной плюсовой шине питания, соответственно, функции Q1 и Q2 меняются местами.

Рис. 18. Графики зависимости КПД и потерь мощности от мощности нагрузки двухтактного безмосто- вого ККМ на GaN-транзисторах при напряжении сети 85 В (бордовый), 115 В (зеленый), 180 В (красный) и 230 В (синий)

Рис. 18. Графики зависимости КПД и потерь мощности от мощности нагрузки двухтактного безмостового ККМ на GaN-транзисторах при напряжении сети 85 В (бордовый), 115 В (зеленый), 180 В (красный) и 230 В (синий)

Замена диодов, коммутирующих сетевое напряжение, МОП-транзисторами позволяет снизить потери за счет меньшего падения напряжения в открытом состоянии, однако сигналы управления МОП-транзисторами должны подаваться с некоторой паузой относительно момента сигнала полярности сетевого напряжения (рисунок 17). Это обусловлено скачкообразным изменением коэффициентов заполнения импульсов коммутации Q1 и Q2 (от 0 до 100% одного ключа и от 100% до 0 – другого) при переходе сетевого напряжения через ноль. Из-за большого времени восстановления внутренних диодов SD1 и SD2 напряжение VD (рисунок 16б) не может быстро измениться от 0 до VDC или от VDC до 0, вследствие чего в этой цепи возникает бросок тока. Для мягкого переключения с одной полуволны на другую в управление затворами SD1 и SD2 вводятся паузы, составляющие несколько периодов коммутации, в течение которых оба ключа SD1 и SD2 закрыты и работают их внутренние диоды. Кроме того, поскольку ККМ работает в режиме непрерывных токов, сравнительно большая индуктивность входного дросселя ограничивает амплитуду бросков тока. Результаты измерения КПД двухтактного безмостового ККМ (рисунок 18) показывают максимальное значение 99% при напряжении сети 230 В и мощности нагрузки 1500 Вт.

Рис. 19. Структурная схема инвертора (преобразователя постоянного напряжения в переменное) мощностью 4,5 кВт

Рис. 19. Структурная схема инвертора (преобразователя постоянного напряжения в переменное) мощностью 4,5 кВт

Рис. 20. . Зависимость КПД инвертора от мощности нагрузки

Рис. 20. Зависимость КПД инвертора от мощности нагрузки

Другим примером типовых решений Transphorm является инвертор (рисунок 19) со следующими характеристиками:

  • входное напряжение питания 400 В;
  • выходное однофазное переменное напряжение 240 В, 50/60 Гц;
  • частота коммутации 50 кГц.

Максимальный КПД инвертора составляет 99% при мощности нагрузки 1…2 кВт (рисунок 20).

Заключение

В силовой преобразовательной технике некоторые перспективные топологии, основные на использовании мостовых схем с жесткой коммутацией, длительное время не получали развития из-за отсутствия подходящей элементной базы. Это обусловлено тем, что к силовым ключам, особенно в высоковольтных применениях, предъявлялись требования, считавшиеся ранее несовместимыми – малое сопротивление ключа в открытом состоянии для снижения потерь проводимости и малое время переключения для снижения коммутационных потерь. Для наиболее массовых п/п-ключей – кремниевых МОП-транзисторов – ограничивающим фактором является малая ширина запрещенной зоны кремния, вследствие чего высоковольтные ключи на основе МОП-транзисторов имеют либо большое сопротивление канала в открытом состоянии, либо большую емкость затвора. Таким образом, кремниевая технология производства высоковольтных ключей практически исчерпала возможности по снижению одновременно и кондуктивных, и коммутационных потерь.

Компания Transphorm, анонсировав революционную технологию производства нитрид-галлиевых транзисторов на подложке из кремния, смогла решить большую часть проблем, связанных с производством высоковольтных ключей. Большая ширина запрещенной зоны у нитрида галлия позволяет создавать высоковольтные ключи с малым сопротивлением в открытом состоянии, а каскодная схема, состоящая из высоковольтного GaN-транзистора и низковольтного МОП-транзистора, позволила значительно уменьшить емкость затвора и время обратного восстановления внутреннего диода. Преимущества каскодных GaN-транзисторов производства компании Transphorm наглядно демонстрирует корректор коэффициента мощности на основе полумостовой схемы с жесткой коммутацией, обеспечивающий КПД 99% при мощности нагрузки 1,5 кВт. Фактически, технология производства каскодных GaN-транзисторов компании Transphorm открывает новые направления в схемотехнике силовых преобразовательных устройств – сетевых источников питания, инверторов и драйверов электродвигателей.

Таблица 1. Сравнительные характеристики различных технологий производства силовых п/п-ключей

Наименование параметра Технология производства силовых п/п ключей
Si 4H-SiC GaN
Максимальная напряженность электрического поля, 106 В/см 3 30 30
Подвижность носителей заряда, см2/В•с 1500 700 2000
Коэффициент теплопроводности, Вт/см•К 1,5 4,5 1,5

Таблица 2. Сравнительные характеристики каскодного CaN-транзистора TPH3006PSи МОП-транзистора серии Superjunction MOSFET

Параметр Обозначение Наименование
Superjunction MOSFET TPH3006PS
Максимальное напряжение «сток-исток» при температуре 25°C, В VDS (25°C) 600 600
Сопротивление канала при температуре 25°C, Ом RDS(on) (25°C) 0,14…0,16 0,15…0,18
Полный заряд затвора, нКл QG 75 6,2
Заряд «затвор-сток», нКл QGD 38 2,2
Эффективная выходная емкость, определяемая по энергии, накопленной при изменении VDS от 0 до 480 В, пФ Co(er) 66 56
Эффективная выходная емкость, определяемая по времени заряда при изменении VDS от 0 до 480 В, пФ Co(tr) 314 110
Заряд обратного восстановления внутреннего диода, нКл QRR 82001 542
Время обратного восстановления внутреннего диода, нс tRR 4601 302
Примечания: 1 – VDS = 400 В, IDS = 11,3 А, di/dt = 100 А/мкс; 2 – VDS = 480 В, IDS = 9 А, di/dt = 450 А/мкс.