Интегральные драйверы для нитрид-галлиевых гетероструктурных транзисторов CoolGaN™

16 августа

телекоммуникацииуправление питаниемInfineonстатьяинтегральные микросхемыдискретные полупроводники

HEMT-транзисторами Infineon можно управлять и с помощью драйверов для MOSFET. Но недостатки методов, применяемых для этого, заставляют обратить внимание на специализированные драйверы GaN EiceDRIVER™.

Освоение технологии производства мощных кремниевых полупроводниковых приборов позволило в свое время совершить настоящий переворот в области силовой преобразовательной техники. С их появлением стало возможным создавать малогабаритные и надежные преобразователи, которые сегодня используются практически в любой технике, начиная от компактных носимых устройств и заканчивая тяговыми инверторами для всех видов транспорта. Однако очень скоро стало очевидно, что из-за наличия ряда принципиально неустранимых недостатков кремниевые транзисторы стали одним из главных сдерживающих факторов дальнейшего развития этой отрасли электроники, что стимулировало проведение масштабных исследований, направленных на поиск новых типов полупроводниковых приборов и технологий их изготовления.

На сегодняшний день наиболее перспективным вариантом замены приборов на кремниевой основе являются транзисторы с высокой подвижностью электронов (High-Electron-Mobility Transistor, HEMT), также известные под названием «гетероструктурные полевые транзисторы» (Heterostructure Field-Effect Transistor, HFET). Работы над освоением технологий производства HEMT активно ведутся многими производителями электронных компонентов, в том числе и компанией Infineon, заслуженно являющейся одним из мировых лидеров в этой отрасли. В статье речь пойдет об особенностях управления транзисторами CoolGaN™ – одной из первых линеек HEMT, использование которой может вывести преобразователи электрической энергии на совершенно новый уровень качества. 

Ключевые особенности транзисторов CoolGaN™

В отличие от традиционных полевых транзисторов с изолированным затвором, в которых направление тока перпендикулярно плоскости кристалла, в транзисторах с высокой подвижностью электронов основные носители заряда перемещаются параллельно подложке в тонком гетеропереходном слое так называемого двумерного электронного газа (Two-Dimensional Electron Gas, 2DEG). Этот слой образуется в результате взаимного проникновения двух полупроводников с разной шириной запрещенных зон: нитрида галлия (GaN) и сплава нитридов алюминия и галлия (AlGaN).

Ключевым отличием HEMT от MOSFET является отсутствие паразитного диода между истоком и стоком, что позволяет этим приборам проводить ток и блокировать его протекание в обоих направлениях. Это означает, что приборы могут быть использованы в совершенно новых схемах преобразователей, реализация которых на существующей элементной базе крайне затруднительна. Кроме этого, статические и динамические характеристики HEMT намного лучше, чем у флагманских моделей MOSFET аналогичного класса, что позволяет либо повысить КПД преобразователя за счет уменьшения всех видов потерь в силовых полупроводниковых элементах, либо путем увеличения частоты переключений уменьшить массу и габариты узлов питания.

Принципы управления HEMT CoolGaN™

Для лучшего понимания различий между MOSFET и HEMT выполним сравнительную оценку методов управления приборами обоих типов. Эквивалентную схему MOSFET можно представить в виде идеального полевого транзистора, выводы которого зашунтированы тремя нелинейными емкостями: CGS, CGD и CDS (рисунок 1а). Все распределенные паразитные сопротивления во входной цепи MOSFET обычно учитываются одним сопротивлением Rint, включенным последовательно с затвором. Такая модель, несмотря на ее простоту, является достаточно точной для большинства приложений и часто используется на практике.

Рис. 1. Эквивалентная схема цепи управления MOSFET (а), диаграмма напряжения (б) и тока (в) в цепи затвора

Рис. 1. Эквивалентная схема цепи управления MOSFET (а), диаграмма напряжения (б) и тока (в) в цепи затвора

Драйвер MOSFET обычно содержит два ключа, соединяющих затвор с источниками положительного (по отношению к истоку) VP и отрицательного – VN, – напряжений, хотя во многих приложениях используется однополярный метод управления, при котором VN = 0. Для предотвращения нежелательных колебаний напряжения во входных цепях транзистора, вызванных высокой скоростью переходных процессов в цепях стока, ток заряда/разряда емкости затвора обычно ограничивается путем включения последовательно с затвором дополнительных резисторов. Если ключи драйвера имеют отдельные выводы, как в показанном на рисунке 1а драйвере IFX, то устанавливать ток затвора на интервалах включения и выключения можно разными резисторами Ron и Roff, что позволяет максимально оптимизировать процесс коммутации.

После подключения затвора к источнику VP напряжение на емкости CGS начнет практически линейно возрастать, пока не достигнет порогового значения Vth, при котором появится ток в цепи стока (рисунок 1б). Это означает, что до начала открытия транзистора драйвер должен сообщить емкости CGS некоторый заряд QGS. По мере формирования в транзисторе проводящего канала и увеличения тока стока напряжение между истоком и стоком начинает уменьшаться, что из-за наличия отрицательной обратной связи через паразитную емкость CGD приведет к уменьшению напряжения между затвором и истоком (эффект Миллера). До момента установления напряжения на стоке напряжение на затворе будет практически неизменным и равным VMiller, хотя драйвер будет продолжать наращивать заряд затвора, доведя его к моменту завершения формирования канала до величины QGS + QGD. После завершения переходных процессов в цепях стока напряжение на затворе снова начнет увеличиваться, пока не достигнет значения VP, а в емкость затвора в итоге не будет передан суммарный заряд QGtot. При выключении транзистора все процессы будут протекать в обратном направлении: линейное уменьшение напряжения на затворе до величины VMiller, разрушение проводящего канала при сохранении напряжения на затворе практически постоянным и линейное уменьшение напряжения до величины VN. Через затвор при этом должен пройти тот же заряд QGtot, но уже в обратном направлении.

Таким образом, ток затвора MOSFET состоит из положительных и отрицательных импульсов (рисунок 1в), переносящих одинаковый заряд QGtot в обоих направлениях. Как видно из рисунка, самыми продолжительными и самыми критическими этапами коммутации являются интервалы перезаряда емкости Миллера, во время которых происходит создание/разрушение проводящего канала и транзистор находится в активном режиме. Длительности этих интервалов напрямую зависят от токов заряда Ion и разряда Ioff емкости затвора (формулы 1 и 2):

$$I_{on}=\frac{V_{P}-V_{Miller}}{R_{on}+R_{int}}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

$$I_{off}=\frac{V_{Miller}-V_{N}}{R_{off}+R_{int}}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Как видно из формул 1 и 2, токи затвора и, соответственно, время коммутации транзистора пропорциональны разнице напряжений VP(VN) и VMiller. Это означает, что при однополярном методе управления, когда VN = 0, напряжение VMiller должно быть достаточно большим, иначе ток Ioff будет мал и время откачки заряда из емкости затвора значительно увеличится.

В отличие от MOSFET, в нитрид-галлиевых HEMT затвор образует с истоком и стоком p-n-переходы, ограничивающие падение напряжения в прямом направлении VF на уровне 3…3,5 В (рисунок 2а). Очевидно, что пороговое напряжение открывания транзистора Vth и напряжение Миллера VMiller должны быть меньше VF, иначе транзистор просто не будет работать. На практике это гарантируется физикой работы приборов, даже несмотря на то, что в реальных транзисторах разность напряжений VF – VMiller зависит от температуры кристалла, тока стока и имеет определенный технологический разброс. В существующих HEMT CoolGaN™ пороговое напряжение включения находится в области Vth = 1 В, что значительно ниже, чем для MOSFET.

Рис. 2. Эквивалентная схема цепи управления HEMT (а), диаграмма напряжения (б) и тока (в) в цепи затвора

Рис. 2. Эквивалентная схема цепи управления HEMT (а), диаграмма напряжения (б) и тока (в) в цепи затвора

Эквивалентная схема цепи управления HEMT во многом аналогична схеме MOSFET. Как и в предыдущем случае, она содержит идеальный полевой транзистор, хоть и с более низкими напряжениями Vth и VMiller, нелинейные паразитные емкости CGS, CGD и CDS и резистор Rint в цепи затвора, отражающий наличие внутренних распределенных сопротивлений. Ключевым отличием эквивалентной схемы является наличие двух диодов во входной цепи, кардинально меняющих методы управления этими полупроводниковыми приборами.

Процессы переключений HEMT и MOSFET также аналогичны. Вначале напряжение на затворе практически линейно увеличивается до значения Vth, стабилизируется на уровне VMiller, а затем, после установки напряжения на стоке, снова увеличивается (рисунок 2б). Однако если для MOSFET максимальное напряжение на затворе определяется выходным напряжением драйвера VP, то в случае HEMT оно ограничивается падением напряжения VF на p-n-переходах затвора. Как и для MOSFET, длительности переключений зависят от токов затвора во время перезаряда емкости Миллера и определяются по формулам 1 и 2, но теперь после завершения процесса включения в цепи затвора продолжает протекать ток Iss (формула 3):

$$I_{ss}=\frac{V_{P}-V_{F}}{R_{on}+R_{int}}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Наличие тока Iss приводит к необходимости передачи драйвером дополнительного заряда Qss на этапе открытого состояния транзистора (рисунок 2в), и это означает ни что иное как дополнительные потери в цепи управления, поэтому величина Iss должна быть как можно меньше. А это можно обеспечить единственным способом – увеличением сопротивления Ron после завершения заряда емкости затвора до величины Rss.

Таким образом, процесс управления HEMT заключается в обеспечении относительно больших токов Ion и Ioff на этапах перезаряда емкости Миллера и как можно меньшего тока Iss во время открытого состояния.

Но как это реализовать на практике? Начнем с процесса выключения. Согласно формуле 2, при однополярном способе питания драйвера малое значение Vth приводит к уменьшению тока Ioff. В лучшем случае это приведет к увеличению времени выключения, а в худшем – к повторному открытию транзистора, ведь при высоких скоростях переходных процессов в цепи стока ток через паразитную емкость CGD может превысить Ioff, и напряжение на затворе станет больше VMiller. В полумостовых схемах такой режим переключения, скорее всего, приведет к появлению сквозных токов и, соответственно, к разрушению всей силовой части преобразователя. Таким образом, драйвер должен обеспечить такое выходное напряжение VN, чтобы напряжение на затворе при любом режиме переключений, особенно при жесткой коммутации, было гарантированно меньше порога открывания транзистора Vth. Поэтому при закрытии HEMT рекомендуется, чтобы VN было меньше нуля.

При включении транзистора ситуация также не является простой. Как следует из формул 1 и 3, одинаковое значение сопротивлений до и после заряда емкости затвора (Rss = Ron) приведет либо к малым, либо к большим значениям токов Ion и Iss. В первом случае это обеспечит малые потери на этапе проводящего состояния и значительное рассеивание мощности в процессе формирования канала, во втором — наоборот, к малым потерям при включении и большим в статическом режиме.

Таким образом, в идеальном случае для управления HEMT драйвер должен иметь три узла для формирования токов Ion, Ioff и Iss и подключаться, в общем случае, к трем отдельным источникам питания. Конечно, количество источников питания можно уменьшить до двух (положительной и отрицательной полярности), но тогда необходимо по каким-то критериям отслеживать момент окончания заряда емкости Миллера, чтобы произвести коммутацию резисторов в цепи затвора с Ron на Rss. Очевидно, что такие решения являются технически более сложными, чем для MOSFET.

Использование драйверов MOSFET для управления HEMT

Как видно из особенностей управления HEMT, драйверы, рассчитанные на работу с MOSFET, включенные по стандартной схеме, плохо подходят для управления транзисторами CoolGaN™. Тем не менее, компания Infineon предлагает оригинальный метод управления транзисторами CoolGaN™ с помощью драйверов для MOSFET, не требующий сложных технических решений. В предлагаемой схеме (рисунок 3) вместо классического метода управления с фиксированными сопротивлениями в цепи затвора используется специализированная RC-цепочка, обеспечивающая три независимых траектории протекания тока с возможностью его регулировки по каждому направлению.

Рис. 3. Схема драйвера HEMT

Рис. 3. Схема драйвера HEMT

Принцип формирования токов затвора заключается в следующем. При открытии транзистора емкость затвора быстро заряжается током Ion, протекающим через конденсатор Con и резистор с малым сопротивлением Ron. По окончании заряда емкостей CG и Con ток Ion уменьшается до нуля, а необходимое напряжение на затворе поддерживается малым током Iss, определяемым сопротивлением Rss. При закрытии транзистора, несмотря на то что драйвер питается от единственного источника положительного напряжения Vs, к затвору транзистора прикладывается обратное напряжение конденсатора Con, заряженного на этапе открытия. Ток разряда Ioff при этом определяется сопротивлением резистора Roff.Таким образом, несмотря на относительную сложность процесса управления HEMT, технически все необходимые условия для обеспечения его правильной коммутации могут быть достигнуты незначительной переделкой схемы выходного каскада драйвера и добавлением всего нескольких внешних компонентов.

Ключевыми преимуществами такого решения являются использование широкодоступных микросхем и возможность питания от единственного источника положительного напряжения Vs. При этом на микросхему драйвера накладывается единственное специфическое ограничение – ее ключи должны быть соединены с разными выводами микросхемы и не соединены между собой.

В качестве примера рассмотрим вариант управления транзисторами CoolGaN™ с помощью входящего в семейство EiceDRIVER™Compact драйвера 1EDI20N12AF. Микросхемы семейства EiceDRIVER™Compact рассчитаны на работу с широким спектром полевых транзисторов с изолированным затвором, в том числе и самых современных приборов на основе карбида кремния (SiC). Отличительной особенностью всех драйверов этого семейства является наличие гальванической развязки в цепях управляющих сигналов, реализованной на основе трансформаторов без сердечников (Coreless Transformer Technology, CTT), обладающей наивысшим уровнем помехоустойчивости к синфазным помехам. Кроме этого, данные микросхемы имеют множество дополнительных встроенных функций, в числе которых согласование задержек распространения сигналов, интегрированные входные помехоподавляющие фильтры, широкий диапазон питающих напряжений, в том числе и двуполярных, защита от пониженного напряжения, активное подавление эффекта Миллера, обнаружение коротких замыканий на выходе и другие.

Микросхема 1EDI20N12AF (рисунок 4) является одноканальным драйвером с раздельными выходами, максимальный ток которых может достигать 2 А. Высокое значение выходного тока и наличие гальванической развязки позволяют использовать данную микросхему в схемах с высокой частотой переключений для управления транзисторами как верхнего, так и нижнего плеча. Кроме этого, драйвер 1EDI20N12AF поддерживает возможность одно- и двуполярного питания и управление с помощью дифференциальных сигналов.

Рис. 4. Структурная схема драйвера 1EDI20N12AF

Рис. 4. Структурная схема драйвера 1EDI20N12AF

Определим основные факторы, влияющие на параметры электрических процессов при переключении HEMT, воспользовавшись для этого упрощенной схемой, показанной на рисунке 5а. В этой схеме входная часть транзистора представлена в виде постоянной емкости CG = 2 нФ, параллельно которой включена цепочка из последовательно соединенных диода с падением напряжения, равным 3,5 В, и сопротивления Rdio = 3 Ом. Для упрощения расчетов выходное напряжение драйвера эмулировано с помощью источника прямоугольных импульсов амплитудой VS, подключенного к затвору через RC-цепочку с номиналами Con = 2 нФ, Ron = 10 Ом и Rss = 500 Ом.

Рис. 5. Эквивалентная схема входной цепи (а), диаграммы напряжений (б) и токов (в, г) в цепи затвора HEMT

Рис. 5. Эквивалентная схема входной цепи (а), диаграммы напряжений (б) и токов (в, г) в цепи затвора HEMT

Пусть перед подачей первого импульса емкости CG и Con разряжены. После перехода напряжения источника сигнала с нуля до VS они начнут заряжаться током, определяемым формулой 4:

$$I_{G}(t)=\frac{V_{S}-V_{C}(t)}{R_{on}}\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Пока напряжение затвора VG не станет равным 3,5 B, ток через диод протекать не будет, и заряды емкостей CG и Con будут равны. Это позволяет определить связь между напряжением VC (в точке соединения резистора Ron с конденсатором Con) и напряжением на затворе VG (формула 5):

$$(V_{C}-V_{G})\times C_{on}=V_{G}\times C_{G}\\V_{C}=V_{G}\times \left(1+\frac{C_{G}}{C_{on}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Пусть в качестве примера Con = CG, следовательно, напряжение VC будет в два раза больше напряжения на затворе (VC = 2⋅VG). Это будет продолжаться до тех пор, пока напряжение VG не станет равным напряжению пробоя диода (VG = 3,5 В), а напряжение VC не достигнет уровня VC = 2⋅VG = 7 B. После этого напряжение на емкости CG начнет ограничиваться диодом на уровне приблизительно 3,5 В, а на емкости VC – продолжит увеличиваться до величины VS. Таким образом, результирующий заряд конденсатора RC-цепочки станет больше заряда емкости затвора на величину Con(VS – 7 В). Однако это возможно только в том случае, если напряжение VS будет больше напряжения, при котором происходит пробой диода (в данном случае – VS > 7 В). При VS < 7 В ситуация будет обратной: заряд емкости затвора в итоге станет больше заряда конденсатора RC-цепочки, поскольку после быстрого заряда емкостей Con и CG до величины VS/2 током Ion емкость затвора продолжит медленно заряжаться через резистор Rss, пока не произойдет пробой диода и напряжение на CG не ограничится на уровне 3,5 В.

Это хорошо проиллюстрировано на рисунке 5б, на котором четко видно, что напряжения VS = 6 В недостаточно для быстрого заряда емкости затвора. Согласно результатам моделирования, ток цепочки Ron Con очень быстро заряжает емкость затвора до величины 3 В, а уже после этого происходит ее медленный заряд до уровня 3,5 В малым током, протекающим через резистор Rss. А вот при более высоких напряжениях (VS = 8 В и VS = 10 В) диаграммы напряжения на этом участке практически одинаковы.

В конечном итоге, после завершения всех переходных процессов схема придет в стационарное состояние, описываемое формулами 6, 7 и 8:

$$V_{G}=V_{F}\rightarrow Q(C_{G})=V_{F}\times C_{G}\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

$$V_{C}=V_{S}\rightarrow Q(C_{on})=(V_{S}-V_{F})\times C_{on}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

$$I_{ss}=\frac{V_{S}-V_{F}}{R_{ss}}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

В этом состоянии входная цепь будет находиться до тех пор, пока напряжение источника сигнала не станет равным нулю. После этого начинаются переходные процессы выключения транзистора, параметры которых теперь уже очень сильно зависят от величины VS.

Сразу после коммутации начнется быстрое уравновешивание зарядов емкостей Con и CG через резистор Ron. Это приведет к тому, что на затворе достаточно быстро, поскольку сопротивление Ron мало, установится некоторое напряжениеVG, зависящее от разницы зарядов емкостей Con и CG (формула 9):

$$V_{G}(0)=-\frac{Q(C_{on})-Q(C_{G})}{C_{on}+C_{G}}\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Если заряд конденсатора RC-цепочки Q(Con) окажется меньше заряда затвора Q(CG), то напряжение VG останется положительным и, учитывая малую величину Vth, транзистор даже может остаться в открытом состоянии. Конечно, рано или поздно емкость затвора будет разряжена до нуля через резистор Rss, и транзистор закроется, однако к этому времени силовая часть преобразователя уже может выйти из строя. Таким образом, обязательным условием гарантированного и безопасного выключения HEMT при таком методе управления является обеспечение соотношения Q(Con) > Q(CG).

На рисунке 6 показана одна из «правильных» диаграмм напряжения на затворе, полученная при VS = 12 B. В общем случае, величину напряжения на затворе VNi, устанавливаемого после уравновешивания зарядов емкостей, можно определить из формул 6, 7 и 9 (формула 10):

Рис. 6. Диаграммы напряжения на затворе при VS = 12 В

Рис. 6. Диаграммы напряжения на затворе при VS = 12 В

$$V_{G}(0)=V_{Ni}=V_{F}-V_{S}\times \frac{C_{on}}{C_{on}+C_{G}}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Это напряжение будет уменьшаться с постоянной времени τ (формула 11):

$$\tau =R_{ss}\times (C_{on}+C_{G}),\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

и к моменту следующего открытия транзистора toff станет равным VG(toff) (формула 12):

$$V_{G}(t_{off})=V_{Nf}=V_{Ni}\times e^{\frac{-t_{off}}{\tau }}\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Это означает, что за время закрытого состояния транзистора напряжение на затворе изменится на величину ΔVN (формула 13):

$$\Delta V_{N}=V_{Nf}-V_{Ni}=-V_{Ni}\times \left(e^{\frac{-t_{off}}{\tau }}-1 \right)\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Таким образом, следующее включение транзистора начнется уже не с нулевых условий. Из-за этого после достижения на затворе напряжения пробоя диода конденсатору RС-цепочки потребуется дополнительный заряд, что хорошо видно на рисунке 5в, где показано, что при втором включении ток диода ID намного меньше, чем при первом. На рисунке 5в также видно, что при малых значениях VS ток диода во время переходных процессов равен нулю и начинает появляться лишь после дозаряда емкости затвора током Iss, постепенно увеличиваясь до значения, определяемого формулой 8.

Ток затвора IG в более мелком масштабе показан на рисунке 5г, где видно, что он также зависит от остаточного заряда емкости RC-цепочки. Это означает, что начиная со второй коммутации транзистора, напряжение VC уже не будет в два раза больше VG, и формула 5 преобразуется в формулу 14:

$$V_{C}(t)=V_{G}(t)\times \left(1+\frac{C_{G}}{C_{on}} \right)-V_{Nf}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Таким образом, при последующих включениях, согласно формуле 4, наличие остаточного заряда в емкостях затвора и RC-цепочки приведет к уменьшению тока затвора, а следовательно – и к изменению длительностей включения и выключения транзистора.

Конечно, управление реальным транзистором с помощью драйверов MOSFET будет отличаться от рассмотренного идеализированного варианта. Во-первых, емкость затвора не является постоянной. Если в моменты начала и окончания процесса коммутации величина CG примерно одинакова, то на этапе формирования и разрушения канала из-за эффекта Миллера она резко увеличивается, что приводит, в том числе, и к увеличению длительности переключений. Во-вторых, любой драйвер не является идеальным устройством и имеет конечное время нарастания и спада напряжений на выходах, не говоря уже о наличии паразитных параметров, в том числе и печатных проводников.

Однако наиболее «узким местом» предложенного метода управления является зависимость напряжения VNi, прилагаемого к затвору в момент закрытия, от параметров RC-цепочки. Для реальных транзисторов величину VNi можно получить из формул 9 и 10, заменив гипотетическую емкость CG на реальную – Ciss, а ее заряд Q(CG) – на полный заряд затвора QGtot, который для транзисторов CoolGaN™ равен приблизительно 5…7 нКл (формула 15):

$$V_{Ni}=-\frac{C_{on}\times \left(V_{S}-V_{F} \right)-Q_{Gtot}}{C_{on}+C_{iss}}\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Оптимальные значения VNi и Con зависят от конкретного приложения и всегда являются результатом компромисса между скоростью переключения и устойчивостью схемы. Графическое представление формулы 15, показанное на рисунке 7 позволяет оценить характер поведения схемы при различных значениях напряжения питания драйвера VS.

Рис. 7. Зависимость напряжения VNi от емкости конденсатора RC-цепочки Con при различных напряжениях питания драйвера VS (для заряда затвора QGtot = 5 нКл)

Рис. 7. Зависимость напряжения VNi от емкости конденсатора RC-цепочки Con при различных напряжениях питания драйвера VS (для заряда затвора QGtot = 5 нКл)

И последним важным недостатком данного метода является зависимость напряжений, прикладываемых к затвору транзистора, от параметров сигнала управления. Действительно, на протяжении выключенного состояния toff емкость затвора, согласно формуле 12, постепенно разряжается через резистор Rss, что приводит к изменению начального напряжения на затворе в момент включения. Это означает, что любое изменение коэффициента заполнения импульсов управления или частоты переключений может привести к изменению toff и, соответственно, к изменению всех процессов, протекающих во входной цепи транзистора. 

Управление HEMT c помощью специализированных драйверов

Из сказанного можно сделать вывод, что управление HEMT с помощью существующих драйверов MOSFET хоть и является технически реализуемой задачей, однако требует высокой квалификации разработчика и тщательной проработки всех возможных режимов работы силовой части. Однако кроме описанной выше зависимости напряжения затвора от параметров сигнала управления существует еще одна неочевидная проблема, наиболее ярко проявляющаяся при использовании HEMT в полумостовых схемах.

В нормальном режиме один из ключей полумоста (верхний или нижний) обычно включен, а второй – выключен. Однако в некоторых режимах работы системы, таких как блокировка, пакетный режим и тому подобное, оба ключа полумоста могут быть выключены, а сам преобразователь неактивен. Обычно в таком состоянии система находится гораздо дольше, чем длительность цикла преобразования 1/fSW, поэтому конденсаторы RC-цепочек и емкости затворов транзисторов успевают за это время полностью разрядиться через резисторы Rss (рисунок 8а). Это означает, что при следующем включении преобразователя при первой коммутации ключей переходные процессы в цепях истока/стока открывающегося транзистора могут привести к открыванию транзистора другого плеча (например, из-за резкого увеличения напряжения на стоке), ведь напряжения на его затворе еще недостаточно для гарантированного удержания HEMT в закрытом состоянии.

Рис. 8. Диаграммы напряжения на затворе при использовании схемы рис. 4 (а), в идеальном случае (б), при использовании драйверов GaN EiceDRIVER™ (в)

Рис. 8. Диаграммы напряжения на затворе при использовании схемы рис. 4 (а), в идеальном случае (б), при использовании драйверов GaN EiceDRIVER™ (в)

Одним из вариантов решения этой проблемы может стать принудительная подача на затворы транзисторов отрицательного напряжения во время простоя преобразователя, однако из-за наличия резисторов Rss это приведет к дополнительным и нерациональным потерям. Более экономичным вариантом является принудительное удержание на затворах HEMT нулевого напряжения во время простоя и кратковременная подача на все затворы отрицательного напряжения перед запуском (рисунок 8б). Это гарантирует закрытие нужных транзисторов и надежный запуск системы без дополнительных перегрузок в силовой части.

Такой метод управления можно с легкостью реализовать с помощью микросхем семейства драйверов GaN EiceDRIVER™ (рисунок 9), специально разработанного компанией Infineon для управления нитрид-галлиевыми HEMT. В отличие от традиционных решений для управления MOSFET, выходные каскады драйверов GaN EiceDRIVER™ реализованы по мостовой схеме, что позволяет формировать на затворе двуполярное напряжение, используя для этого единственный источник питания, который должен быть обязательно изолированным. Это является основным специфическим требованием данных драйверов, что может несколько усложнить схему управления ключами нижнего плеча по сравнению с традиционными решениями.

Рис. 9. Структурная схема драйверов GaN EiceDRIVER™

Рис. 9. Структурная схема драйверов GaN EiceDRIVER™

Во время работы преобразователя ключи S3 и S4 выключены, и формирование сигналов управления затвором осуществляется только ключами S1 и S2 по принципам, описанным в предыдущей части статьи. Поскольку для многих приложений вполне приемлемо, чтобы ток заряда затвора был равен току его разряда, в базовой схеме включения драйверов GaN EiceDRIVER™ во внешней RC-цепочке предусмотрены всего два резистора. Резистор Rtr ограничивает токи быстрого заряда и разряда в моменты коммутации, а Rss предназначен для установки токов в открытом и закрытом состояниях. Теме не менее, при необходимости токи заряда и разряда затвора могут отличаться, что достигается включением последовательно с истоком дополнительного резистора Roff и шунтированием резистора Rtr диодом (рисунок 10а). В этом случае максимальные значения токов на различных интервалах определяются формулами 16, 17 и 18:

$$I_{ss}=\frac{V_{DDO}-V_{F}}{R_{ss}}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

$$I_{on,max}=\frac{V_{DDO}}{R_{tr}+R_{off}}\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

$$I_{off,max}=\frac{V_{th}+V_{N}}{R_{off}}\qquad{\mathrm{(}}{18}{\mathrm{)}}$$

Рис. 10. Схема включения при необходимости разделения токов заряда и разряда затвора (а) и диаграммы работы драйвера GaN EiceDRIVER™ (б)

Рис. 10. Схема включения при необходимости разделения токов заряда и разряда затвора (а) и диаграммы работы драйвера GaN EiceDRIVER™ (б)

Ключевым отличием драйверов GaN EiceDRIVER™ является алгоритм работы при переходе преобразователя в неактивный режим. Для этого предназначен специализированный вывод DISABLE, при установке на котором высокого уровня ключи S1 и S3 замыкаются, и напряжение между затвором и истоком становится равным нулю (рисунок 10б). В этом состоянии система будет находиться до следующего включения преобразователя. При следующей активизации происходит переключение ключей S3 и S4, в результате чего емкости затворов заряжаются до напряжения –VDDO. Это напряжение больше напряжения VN, подаваемого обычно на затворы при выключении, однако из-за непродолжительного времени такого состояния потерями можно пренебречь. Кроме этого, повышенное отрицательное напряжение на затворах дополнительно гарантирует, что транзисторы будут находиться в выключенном состоянии. Однако высокое значение отрицательного напряжения на затворе может привести к сложностям при открытии транзистора, поэтому перед подачей положительного напряжения между затвором и истоком емкость затвора снова замыкается на непродолжительное время (t3 ≈ 20 нс), что вполне достаточно для ее разряда.

Несмотря на относительную сложность самого алгоритма управления, использование специализированных драйверов GaN EiceDRIVER™ значительно упрощает процесс разработки преобразователей на основе HEMT CoolGaN™, поскольку все необходимые узлы уже интегрированы в данные микросхемы. На сегодняшний день в линейке GaN EiceDRIVER™ присутствуют всего три модели драйверов (таблица 1). Две микросхемы – с обычной изоляцией (1EDF5673F) и усиленной (1EDS5663H), в корпусах DSO, – доступны для приобретения уже сейчас. В ближайшее время ожидается выход на рынок модели 1EDF5673K в компактном корпусе LGA с размерами всего 5х5 мм.

Таблица 1. Основные параметры драйверов GaN EiceDRIVER™

Наименование Электрическая прочность
изоляции, В
Выходное
сопротивление (при вкл./выкл. HEMT), Ом
Пороги срабатывания защиты от пониженного напряжения питания, В Корпус
1EDF5673K 1500 (продолжительное) 0,85/0,35 4,5/5,0 13-выводной LGA 5х5 мм
1EDF5673F 1500 (продолжительное) 0,85/0,35 4,5/5,0 16-выводной DSO шириной 0,15 дюйма
1EDS5663H 8000 (пиковое) 0,85/0,35 4,5/5,0 16-выводной DSO шириной 0,3 дюйма

Драйверы GaN EiceDRIVER™ предназначены для использования в высоконадежных системах с повышенной удельной мощностью (рисунок 11). Продолжая традиции семейства EiceDRIVER™, они укомплектованы всеми функциями, необходимыми для быстрой разработки высококачественных преобразователей. На сегодняшний день компания Infineon выпускает лишь одноканальные драйверы HEMT, однако благодаря наличию изоляции их можно использовать для управления транзисторами как нижнего, так и верхнего плеча.

Рис. 11. Пример выпрямительного устройства на основе HEMT CoolGaN™ и драйверов GaN EiceDRIVER™

Рис. 11. Пример выпрямительного устройства на основе HEMT CoolGaN™ и драйверов GaN EiceDRIVER™

Заключение

Несмотря на то, что основные принципы управления HEMT CoolGaN™ во многом похожи на методы управления существующими силовыми полупроводниковыми приборами, их использование на практике оказывается несколько сложнее и требует от разработчика четкого понимания всех процессов, происходящих в силовой части преобразователя. Тем не менее, благодаря существованию таких высокоинтегрированных решений как драйверы GaN EiceDRIVER™, производство преобразователей на основе HEMT CoolGaN™ мало чем отличается от сборки схем на традиционных полупроводниковых компонентах. Это позволяет прогнозировать, что, по мере развития технологии производства, расширения номенклатуры и ожидаемого снижения цены на HEMT, этот тип полупроводниковых приборов сможет составить серьезную конкуренцию существующим MOSFET и IGBT, вплоть до полной замены их в силовой преобразовательной технике.

•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
1EDI20N12AFXUMA1 (INFIN)
1EDF5673FXUMA1 (INFIN)
1EDS5663HXUMA1 (INFIN)
1EDF5673KXUMA1 (INFIN)
IGOT60R070D1AUMA1 (INFIN)
IGO60R070D1AUMA1 (INFIN)
IGT60R070D1ATMA1 (INFIN)
IGT60R190D1SATMA1 (INFIN)
IGT40R070D1E8220ATMA1 (INFIN)
IGLD60R070D1AUMA1 (INFIN)
IGLD60R190D1AUMA1 (INFIN)
IGLD60R190D1AUMA2 (INFIN)