Прецизионный передатчик токовой петли 4…20 мА с HART-модемом

26 сентября

автоматизацияTexas Instrumentsстатьяинтегральные микросхемысредства разработки и материалы

Референсная разработка передатчика интерфейса токовой петли с HART-модемом и питанием от самой петли базируется на компонентах Texas Instruments.

В статье речь пойдет о высокоточном передатчике с HART-модемом для реализации интерфейса токовой петли с питанием от самой петли. В схеме используется частично дискретный токовый передатчик 4…20 мА, HART-модем, микроконтроллер и стабилизаторы для создания высокоинтегрированного передатчика. Система имеет модульную конструкцию, что значительно расширяет область ее применения. Передатчик рассчитан на работу в широком диапазоне входных напряжений (14…36 В) с погрешностью выходного тока не более 0,1% от полного диапазона регулирования. Схема отличается малым энергопотреблением. Полная токовая нагрузка не превышает 2,6 мА, что значительно ниже допустимого стандартом NAMUR NE43 тока 3,5 мА.

Разработка соответствует требованиям протокола HART в отношении оборудования физического уровня для частотной модуляции сигнала и зарегистрирована Field Comm Group.

Сфера применения:

  • системы АСУ ТП предприятий;
  • передатчик в составе датчиков:
  • потока;
  • уровня;
  • давления;
  • температуры.

Основные технические характеристики системы приведены в таблице 1.

Таблица 1. Основные технические характеристики системы

Параметр Характеристики
Входное напряжение, В DC 14…36
Выходной ток, мА постоянного тока 4…20
Полная нескорректированная ошибка <0,1% полного диапазона регулирования
Амплитуда сигнала HART, мВ/с 400…600
Время нарастания и спада сигнала частотной модуляции, мкс 75…200 при передаче символа знака, 75…100 при передаче символа пробела
Частота модуляции, Гц 1200 ± 1% при передаче символа знака, 2200 ± 1% при передаче символа пробела
Выходные шумы, мВ <2,2 (действующее значение) в широком диапазоне частот
Входное сопротивление системы Эквивалентная емкость < 5000 пФ, эквивалентное сопротивление > 100 кОм
Совместимость согласно протоколу HART Зарегистрировано Field Comm Group как совместимое
Диапазон рабочих температур, °C -40…85
Отладочный интерфейс Spy-Bi-Wire (двухпроводная JTAG)

Обзор системы

Подробная схема передатчика в TIDA-01504 приведена на рисунке 1.

Рис. 1. Cхема передатчика в TIDA-01504

Рис. 1. Cхема передатчика в TIDA-01504

Обзор используемых компонентов

Частотная модуляция по протоколу HART выполняется с помощью модема DAC8740H. Диапазон рабочих напряжений питания устройства составляет 2,7…5,5 В при потреблении всего 265 мкА от встроенного источника или осциллятора, что делает его подходящим для работы с питанием от токовой петли. Диапазон рабочих температур составляет -55…125°C. Устройство доступно в небольшом 24-контактном корпусе 4×4 мм.

Высокая точность работы в диапазоне 4…20 мА обеспечивается устройством DAC8830, которое представляет собой последовательный одноканальный 16-разрядный цифроаналоговый преобразователь (ЦАП). Напряжение на выходе ЦАП формируется с помощью источника питания 3…5 В. Небольшие значения нелинейности и шумов, малая вероятность отказа, а также короткий промежуток времени установления выходного сигнала делают DAC8830 идеальным устройством при работе на промышленных объектах, требующих высокой точности измерений.

Погрешность работы передатчика зависит от точности работы первичного операционного усилителя. Смещение входного напряжения и входного тока, полученное на нем, усиливается в схеме преобразователя напряжения в ток и формирует погрешность смещения выходного сигнала. Эту погрешность можно предотвратить с помощью операционного усилителя OPA335. Этот операционный усилитель использует метод автоматической установки нуля для обеспечения очень малого значения напряжения смещения (не более 5 мкВ) и близкого к нулю дрейфа при любой температуре на протяжении всего срока службы. Кроме того, этот операционный усилитель оптимизирован для работы с низким однополярным напряжением источника питания. Ток покоя OPA335 составляет 285 мкА.

Большая полоса пропускания устройства в 2 МГц обеспечивает возможность управления выходным сигналом с помощью HART-модема или любых программных средств.

Выходное сопротивление DAC8830 и вход преобразователя напряжения в ток разделены с помощью буферного усилителя OPA333. Высокоомный вход усилителя принимает сигнал ЦАП, создавая сигнал с низким выходным сопротивлением для управления схемой преобразователя напряжения в ток. Аналогично OPA335, операционный усилитель OPA333 является источником погрешности смещения входного напряжения. В OPA333 используется запатентованная методика автоматической калибровки, которая одновременно обеспечивает очень малое значение напряжения смещения (не более 10 мкВ) и близкий к нулю дрейф при любой температуре на протяжении всего срока службы. Кроме того, этот операционный усилитель также допускает работу с однополярным источником питания. Ток покоя OPA333 – 17 мкА.

Логический уровень передатчика представлен микроконтроллером MSP430FR5969. Используемая в устройстве оперативная FRAM-память с малым значением энергопотребления вкупе с целостной энергоэффективной архитектурой устройства позволяет использовать MSP430FR5969 для повышения производительности систем при небольшом энергопотреблении. Технология FRAM сочетает в себе скорость, гибкость и долговечность SRAM с устойчивостью и надежностью Flash-памяти при значительно меньшем потреблении мощности.

Модули MSP430 ULPFRAM включают в себя 16-разрядный процессор со сверхмалым энергопотреблением MSP430 ULP и набор интеллектуальных периферийных устройств, предназначенных для различных сфер применения. Архитектура ULP демонстрирует семь режимов пониженного энергопотребления, оптимизированных для продления срока службы батареи.

Устройство TPS7A4101 представляет собой линейный стабилизатор высокого напряжения в улучшенном корпусе MSOP-8. Модуль способен выдержать длительное постоянное напряжение или переходный импульс величиной до 50 В. TPS7A4101 понижает напряжение петли до 5 В, которое используется различными активными компонентами и регуляторами, такими как OPA333, OPA335, DAC8830, TPS76933 и другими.

Устройство TPS7B69-Q1 – это линейный регулятор с малым падением напряжения на проходных элементах (LDO-регулятор). Устройство рассчитано на работу со входным напряжением до 40 В. Благодаря току покоя всего 15 мкА устройство подходит для организации систем питания микроконтроллеров в режиме ожидания. Этот регулятор выдает напряжение на выходе 3,3 В для устройств DAC8740H и MSP430FR5969.

Высокоточные источники опорного напряжения семейства LM4132 работают на уровне лучших устройств на биполярных транзисторах, изготовленных с помощью лазеров, но выполнены по более экономичной CMOS-технологии. В отличие от других LDO, LM4132 может выдавать ток до 20 мА и не требует конденсатора или буферного усилителя на выходе. Устройство выпускается в корпусе SOT-23 и отлично подходит для применения в схемах с небольшими габаритами. Высокоточный генератор опорного напряжения обеспечивает стабильное напряжение величиной 4,096 В на входе VREF устройства DAC8830.

Выбор компонентов

Описываемые устройства, как правило, используются для передачи сигналов от различных датчиков полевого уровня и располагаются непосредственно в заводских цехах. Они входят в состав системы мониторинга параметров технологического процесса, таких как температура, давление, скорость потока, уровень жидкости или смещение оси. Передатчик, преобразующий выходной сигнал датчика в стандартизированное передаваемое аналоговое значение, обычно – в ток величиной 4…20 мА, и называется преобразователем. Аналоговый выходной сигнал является функцией измеряемого параметра. Преобразователи, которые выдают только аналоговое представление измеряемой величины, называют простыми передатчиками, потому что они не предоставляют никакой другой информации, связанной с датчиком.

Включение в схему HART-модема позволяет сочетать обыкновенный аналоговый сигнал с частотно-манипулированным FSK-сигналом. Преобразователь превращается в одномодульный адаптивный SMART-датчик. HART-модем передатчика и MCU обеспечивают передачу цифровых данных через аналоговую токовую петлю, позволяя получать от датчика такую важную информацию как диагностические данные, вызов процедуры калибровки или изменение конфигурации датчика.

В общем случае, преобразователь работает со внешним источником энергии и включенной последовательно нагрузкой 250 Ом. Источник питания и нагрузка, как правило, входят в состав модуля аналогового ввода, который, в свою очередь, связан с аналоговым интерфейсом, включающим АЦП, MCU и, в некоторых случаях, HART-модем для организации интеллектуальных токовых петель. АЦП фиксирует потенциал на нагрузочном резисторе, и передает это значение MCU для обработки данных и последующего формирования выходных сигналов, как показано на рисунке 2. Добавление HART-модема превращает двухпроводную петлю в интеллектуальную, что позволяет управляющему устройству запрашивать состояние, калибровку и статус подключенного передатчика.

Рис. 2. Пример организации двухпроводной токовой петли

Рис. 2. Пример организации двухпроводной токовой петли

На рисунке 3 показана упрощенная схема двухпроводного передатчика 4…20 мА, который часто называют V-I-преобразователем. Данный передатчик имеет две внешние входные клеммы без фиксированной полярности, положительный или отрицательный провод может быть подключен к любой клемме. Положительный вывод обеспечивает напряжение питания, которое требуется преобразователю для включения и работы, а отрицательный вывод обеспечивает путь для обратного тока.

Рис. 3. Упрощенная схема V/I-преобразователя

Рис. 3. Упрощенная схема V/I-преобразователя

Замена всех компонентов их идеальными аналогами, такими как идеальные операционные усилители — исходная точка для получения упрощенной передаточной функции. Благодаря свойствам идеального операционного усилителя оба входа U3 имеют одинаковый потенциал. В этой схеме инвертирующий вход данного операционного усилителя подключен к локальному заземлению. В идеале ток не протекает через входы U3, следовательно, ток I3, проходящий через резистор R3, равен сумме токов через резисторы R2 и R1 (формула 1).

$$I_{3}=\frac{V_{REF}}{R_{3}}+\frac{V_{DAC}}{R_{1}}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Важным требованием выполнения цикла является возврат тока покоя по токовой петле. LDO-регулятор питает аналоговые секции передатчика. Эти секции отвечают за установление величины выходного тока и контроль наличия локальной земли. Ток покоя Iq всех активных компонентов в конечном итоге собирается в узле A, объединяется с током через резистор R5 и возвращается в токовую петлю через резистор R4. Отрицательная обратная связь операционного усилителя U3 обеспечивает равенство потенциалов на его входах путем управления током базы биполярного транзистора с n-p-n-переходом. Ток эмиттера этого транзистора проходит через резистор R5 и выравнивает падение напряжения на резисторах R3 и R4, (формула 2).

$$I_{3}\times R_{3}=I_{4}\times R_{4}\Rightarrow I_{4}=\frac{I_{3}\times R_{3}}{R_{4}}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Затем токи I3 и I4 объединяются, формируя выходной ток (формула 3).

$$I_{LOOP}=I_{3}+I_{4}=I_{3}+\frac{I_{3}\times R_{3}}{R_{4}}=I_{3}\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right)=\left(\frac{V_{REF}}{R_{2}}+\frac{V_{DAC}}{R_{1}} \right)\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Выходной ток также может быть выражен как функция входного кода ЦАП, что показано в формуле 4:

$$I_{LOOP}=\left(\frac{V_{REF}}{R_{2}}+\frac{V_{REF}\times Code}{R_{1}\times 2^N} \right)\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Исходя из формулы 4, коэффициент усиления прямо пропорционален отношению R3/R4. Для минимизации рассеяния мощности на активных компонентах резисторы R3 и R4 должны быть выбраны так, чтобы большая часть тока протекала через биполярный транзистор Q1. В эталонной схеме соотношение R3/R4 выбрано равным 99.

Для опорного напряжения VREF, равного 4,096 В при нулевом значении входного сигнала, выходной ток составит 4 мА, в то время как полный диапазон выходного тока, согласно передаточной функции, охватывает 16 мА. Сложив эти значения, получаем ток в петле 4…20 мА, в зависимости от выходного напряжения ЦАП. 

В двухпроводных передатчиках наиболее распространено напряжение питания контура – 24 В, однако напряжение питания может варьироваться от 12 В до 36 В. Во время работы передатчик выдает ток до 20 мА через резистор нагрузки, что создает падение напряжения, равное сопротивлению резистора, умноженному на ток 20 мА. Поэтому важно помнить, что это напряжение должно быть достаточным для нормальной работы передатчика.

Для правильной работы TPS7A4101 требуется входное напряжение не менее 7 В (рисунок 4). Поскольку преобразователь имеет индивидуальное локальное заземление, падение напряжения на резисторе R4 может быть рассчитано как разница потенциалов между этим заземлением и шиной V-. Предполагая, что весь ток проходит через биполярный транзистор Q1, падение напряжения рассчитывается как произведение максимального тока и сопротивления резистора R4, которое в данной схеме равняется 0,4 В (20 Ом × 20 мА). Эта разница потенциалов, а также падение напряжения по 0,7 В на каждом из диодов, добавляются к входному напряжению 7 В создавая минимальное напряжение 8,8 В, необходимое для работы TPS7A4101.

Рис. 4. Наименьшее допустимое напряжение TPS7A4101

Рис. 4. Наименьшее допустимое напряжение TPS7A4101

Зная сопротивление нагрузки, можно рассчитать минимальное допустимое напряжение источника питания с помощью формулы 5:

$$BUS\:voltage=7.4\:В+2\times 0.7\:В+(R_{load}\times full\_scale\_current)=8.8\:В+(R_{load}\times 20\:мА)\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Для нагрузки 250 Ом необходим источник питания с выходным напряжением не менее 13,8 В.

TPS7A4101 преобразует напряжение внешнего источника в 5 В для питания DAC8830, LM4132 и OPA333 или OPA335. 200-омный резистор на входе LDO работает как ограничитель пускового тока и увеличивает входное сопротивление передатчика.

Во время нормальной работы транзистор Q1 находится в нормальном активном режиме и регулирует ток через отрицательную обратную связь операционного усилителя U3. Для поддержания такого режима падение напряжения на коллекторе-эмиттере должно быть больше, чем на базе-эмиттере. Слишком высокое сопротивление на эмиттерном выходе транзистора может поспособствовать его переходу в режим насыщения. Это необходимо учитывать при выборе резисторов R4 и R5. Допустимое выходное напряжение передатчика определяется условием стабильной работы транзистора в нормальном активном режиме (рисунок 5).

Рис. 5. Цепи, определяющие режим работы транзистора Q1

Рис. 5. Цепи, определяющие режим работы транзистора Q1

Транзистор U3 выполняет свои функции при наибольшем потенциале базы относительно земли – 5 В. Для поддержания напряжения «база-эмиттер» на уровне не выше 0,7 В необходимо, чтобы сопротивление резистора R5 не превышало [5…0,7/20 мА] Ом.

Вместе с тем, источник питания должен быть способен поддерживать напряжение на выходах «коллектор-эмиттер» так, чтобы транзистор находился в нормальном активном режиме. Напряжение источника питания можно рассчитать с помощью формулы 6.

$$BUS\:voltage=V_{CE}+(R_{4}+R_{5}+R_{load})\times 20\:мА+2\times 0.7\:В\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Резисторы R4 и R5 выбираются таким образом, чтобы минимизировать падение напряжения, и в то же время обеспечить отношение R3/R4, равное 99. Принимая напряжение «коллектор-эмиттер» VCE=2 В и значения сопротивления резисторов, указанных на схеме, получаем необходимое напряжение источника питания 10,008 В. Нетрудно заметить, что это напряжение значительно ниже уровня, необходимого для получения 5 В на выходе TPS7A410. Выбранные пассивные элементы позволяют нам быть уверенными, что источник питания может быть выбран только по условию корректной работы TPS7A4101.

Точность передатчика в основном зависит от точности работы усилительного каскада V/I-преобразователя. Этот каскад состоит из нескольких активных и нескольких пассивных компонентов. К активным компонентам относятся два операционных усилителя и прецизионный ЦАП, а к пассивным – резисторы. На рисунке 6 показано большинство ошибок, вызываемых этими компонентами, а наиболее значимые из них выделены красным цветом.

Рис. 6. Источники погрешностей V/I-преобразователя

Рис. 6. Источники погрешностей V/I-преобразователя

Источники погрешностей могут быть включены в уравнения, составленные по правилам Кирхгофа. Первое правило Кирхгофа для узла 1 описывается формулой 7:

$$\frac{V_{OPA2+}-(V_{OS1}+V_{DAC})}{R_{1}}+\frac{V_{OPA2+}-V_{REF}}{R_{2}}+I_{B2+}+I_{3}=0\\\Rightarrow \frac{(V_{OS1}+V_{DAC})-V_{OPA2+}}{R_{1}}+\frac{V_{REF}-V_{OPA2+}}{R_{2}}-I_{B2+}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

Учет погрешности смещения операционного усилителя U3 позволяет выразить падение напряжения на резисторах R3 и R4 с помощью системы формул 8:

$$V_{OPA2+}-V_{OPA2-}=V_{OS2};\:I_{3}\times R_{3}=V_{OPA2+}-V_{Z};\:I_{4}\times R_{4}=V_{OPA2-}-V_{Z}\\\Rightarrow I_{4}=\frac{I_{3}\times R_{3}-V_{OS2}}{R_{4}}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Чтобы уменьшить узловые напряжения из предыдущих формул, напряжение на инвертирующем входе U3 может быть приравнено к нулю (VOPA2- = 0).Тогда вычисления примут вид формулы 9:

$$V_{OPA2+}=V_{OS2};\:I_{3}=\frac{(V_{OS1}+V_{DAC})-V_{OS2}}{R_{1}}+\frac{V_{REF}-V_{OS2}}{R_{2}}-I_{B2+};\\I_{4}=\frac{I_{3}\times R_{3}-V_{OS2}}{R_{4}};\:I_{LOOP}=I_{3}+I_{4}\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Поскольку все источники погрешностей линейно независимы, общую нескорректированную ошибку всей системы можно рассчитать как корень из суммы квадратов всех компонентов. Теорема суперпозиции может быть применена к формуле 9 при проверке отдельных процентных долей общей нескорректированной ошибки. Эти расчеты приведены в таблице 2.

Таблица 2. Результаты расчета погрешностей

Источник Погрешность,%
REF 0,05
R1 -0,033316675
R2 -0,016658337
R3 0,0495
R4 -0,049475262
VOS1 (OPA333) 0,000325521
VOS2 (OPA335) -0,002286784
VDAC 0,005571722
IB2+ -0,000166667
Схема целиком 0,093925289

Подключение HART-модема

Выход MODOUT HART-модема DAC8740H подключается к преобразователю через конденсатор переменного тока C1 (рисунок 7). Этот конденсатор вместе с резистором R6 создает фильтр верхних частот, который подавляет частоты ниже заданного уровня (1/(2 × π × R6 × C1).

Рис. 7. Схема подключения HART-модема

Рис. 7. Схема подключения HART-модема

HART-модем не включен в расчеты токовой петли, потому что, по существу, он выдает 0 В, когда не активен. Однако когда устройство включается в работу, оно добавляет к выходному току частотно модулированный сигнал величиной 1 мА. Резистор R6 подключается к неинвертирующему входу операционного усилителя U3. Сопротивление R6 может быть определено по формуле 10:

$$I_{OUTpp}=\frac{V_{HART}}{R_{6}}\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right)\Rightarrow R_{6}=\frac{V_{HART}}{I_{OUTpp}}\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Подставив выбранные ранее сопротивления R3 и R4 и напряжение MODOUT HART-модема, получаем необходимое сопротивление резистора R6, равное 49,9 кОм. После выбора R6 можно рассчитать C1, задав пороговые значения фильтра верхних частот. В этой схеме пороговое значение выбрано равным 679 Гц, что обеспечивает эффективное подавление шума и частот ниже 1200 и 2200 Гц без существенного влияния на частоты из рабочего диапазона модема.

Выход MOD_IN DAC8740H подключается к вводу напряжения положительной полярности передатчика через конденсатор переменного тока C2. Выход MOD_IN снабжен внутренним полосовым фильтром. Схема фильтра показана на рисунке 8, она предусматривает использование конденсатора C2 с емкостью 2200 пФ для того чтобы обрезать частоты ниже 602,4 Гц и выше 10,4 кГц.

Рис. 8. Полосовой фильтр и его частотный отклик

Рис. 8. Полосовой фильтр и его частотный отклик

После установления HART-связи модем DAC8740H активирует выход обнаружения несущей и принимает ответные данные с выхода UART_OUTMCU на скорости 1200 бод в символьном UART-формате.

Расчет мощности системы 

При проектировании двухпроводных передатчиков необходимо учитывать энергопотребление. Питание от петли должно обеспечивать питание всех цепей передатчика и датчика. Поскольку минимальный петлевой ток в двухпроводных передатчиках составляет 4 мА, суммарное потребление мощности всех компонентов преобразователя должно быть значительно ниже максимально допустимого уровня, равного 3,5 мА. В таблице 3 указаны максимальные значения тока покоя для всех активных компонентов.

Таблица 3. Ток покоя компонентов‍

Наименование Ток покоя, мкА
TPS7B69-Q1 15
LM4132 60
TPS7A4101 25
OPA333 17
OPA335 285
DAC8830 0,475
DAC8740H 265
MSP430FR5969 Зависит от прошивки

Измеренное суммарное потребление тока покоя всех активных компонентов приведено в таблице 4. Измерения проводились на пяти платах, когда MCU находился в режиме ожидания.

Таблица 4. Ток покоя на пяти платах

Номер платы Ток покоя, А
1 0,002348696
2 0,002599220
3 0,002404303
4 0,002399448
5 0,002387305

Защита входа и выпрямление диодного моста

В условиях реального производства воздействие опасных электрических переходных процессов зачастую является обычным явлением. Для уменьшения разрушительного воздействия помех в схему передатчика добавлены компоненты защиты, показанные на рисунке 9. Схема защиты состоит из диодного мостового выпрямителя, TVS-диода и ферритовых шайб.

Рис. 9. Диодный мостовой выпрямитель и защитные элементы

Рис. 9. Диодный мостовой выпрямитель и защитные элементы

Первая линия защиты – это диод ограничителя скачков напряжения. TVS-диод отвечает за шунтирование энергии помех, сопровождающихся резким возрастанием напряжения на входе передатчика, например, электростатических разрядов. Диод направляет разрушительную энергию в землю или в обратный провод и защищает чувствительные вводы и цепи передатчика. TVS-диод включается в работу, когда напряжение на нем превышает напряжения пробоя. Эти приборы также полезны при защите от переходных процессов, поскольку они моментально переходят в состояние пробоя и часто имеют высокую номинальную мощность, что очень важно для противостояния серии последовательных импульсных атак.

В уменьшении негативного влияния переходных процессов участвуют также и пассивные компоненты. Резисторы и конденсаторы используются для подавления высокочастотных составляющих помех, а также ограничивают ток переходных режимов. Используемые в схеме ферритовые шайбы ослабляют токи переходных процессов высокой частоты, но не влияют на постоянный ток в нормальном режиме работы. В дополнение к ферритовым шарикам на входе передатчика размещен конденсатор C15, который помогает снизить высокочастотный шум.

Оборудование, методы контроля и результаты испытаний

Данная референсная разработка оснащена перемычкой для переключения источника питания MCU: токовой петли или дополнительного внешнего источника. Перемычка дает возможность блоку MCU передавать сигналы при отключенном от источника питания передатчике.

В схему добавлены две кнопки (таблица 5), подключенные к блоку MCU. Эти кнопки могут вызывать определенные подпрограммы или переводить оборудование в режим тестирования во время проверки и отладки HART-связи. Также на плате MSP430FR5969 установлена монтажная колодка J3 для подключения средств настройки MCU с использованием двухпроводного Spy-Bi-Wire JTAG-интерфейса (таблица 6).

Таблица 5. Описание кнопок S1 и S2

Кнопка Описание
S1 Соединяется с P4.5 на MSP430FR5969
S2 Соединяется с P4.6 на MSP430FR5969

Таблица 6. Распиновка разъема J3 и шунтирующего переключателя J2 MSP430FR5969

Обозначение Описание
J3-1 RX_TARGETIN
J3-2 V_DEBUGGER
J3-3 TEST
J3-4 RST
J3-5 GND
J3-6 TX_TARGETOUT
J2 (1-2) Подключите AVDD к IOVDD
J2 (2-3) Подключите к контакту J3-2

Прошивка MCU использует стек HART FSK, разработанный компанией Smart Embedded Systems (SES).

Проверка передатчика

На рисунке 10 показана тестовая установка при измерении выходного тока преобразователя. Источником напряжения 24 В служит блок HP E3631A, а ток в петле регистрируется с помощью цифрового мультиметра HP3458A.

Рис. 10. Схема измерения полной нескорректированной погрешности

Рис. 10. Схема измерения полной нескорректированной погрешности

Результаты измерений передаточной функции пяти различных плат показаны на рисунке 11.

Рис. 11. Измеренная передаточная функция

Рис. 11. Измеренная передаточная функция

Полная нескорректированная ошибка передатчиков показана на рисунке 12.

Рис. 12. Измеренные полные нескорректированные погрешности

Рис. 12. Измеренные полные нескорректированные погрешности

Описание протокола HART и сертификационные испытания

Коммуникационный стандарт HART затрагивает три уровня модели OSI:

  • физический;
  • канальный;
  • прикладной.

Все три уровня проверяются во время сертификационных испытаний на соответствие стандарту. На стадии разработки схемы передатчика токовой петли необходимо позаботиться о выполнении требований, предъявляемых стандартом к физическому уровню. Вопросы организации канального и прикладного уровней относятся к работе программного обеспечения, разработанного Smart Embedded Systems.

Далее описаны основные виды проверок, методы их проведения и необходимое оборудование для определения соответствия передатчика стандарту HART.

На рисунке 13 показана схема проверки формы HART-сигнала. Резистор 500 Ом с погрешностью не более 1% последовательно соединен с источником питания и передатчиком. Осциллограф с датчиками переменного тока регистрирует сигнал на клеммах передатчика.

Рис. 13. Проверка формы HART-сигнала

Рис. 13. Проверка формы HART-сигнала

Поскольку разрешение осциллографа может влиять на полученные измерения, рекомендуется настроить его таким образом, чтобы один цикл сигнала занимал большую часть экрана как по вертикальной, так и по горизонтальной шкале.

С учетом выбранных ранее компонентов в процессе измерений фиксируют 1200- и 2200 Гц составляющие сигнала.

Результаты измерений показаны на рисунках 14 и 15.

Рис. 14. HART-сигнал 1200 Гц

Рис. 14. HART-сигнал 1200 Гц

Рис. 15. HART-сигнал 2200 Гц

Рис. 15. HART-сигнал 2200 Гц

Стандартом HART-связи установлено, что амплитуда сигнала должна находиться в диапазоне 400…600 мВ. В таблице 7 показаны измеренные амплитуды. 

Таблица 7. Результаты измерения амплитуды HART-сигнала

Измеряемая величина Результат измерений, мВ Допустимое значение, мВ
Амплитуда сигнала 1200 Гц 452 400…600
Амплитуда сигнала 2200 Гц 505 400…600

В таблице 8 приведены требования к частоте сигнала, установленные стандартом HART-связи, а также результаты ее измерения.

Таблица 8. Результаты измерения частоты HART-сигнала

Измеряемая величина Результат измерений, Гц Допустимое значение, Гц
Частота сигнала 1200 Гц 1202 1188…1212
Частота сигнала 2200 Гц 2202 2179…2222

В таблице 9 приведены требования ко времени нарастания и спада сигнала, установленные стандартом HART-связи, а также результаты их измерения.

Таблица 9. Результаты измерения времени нарастания и времени спада HART-сигнала

Измеряемая величина Результат измерений, мкс Допустимое значение, мс
Время нарастания сигнала 1200 Гц 168 75…200
Время спада сигнала 1200 Гц 161 75…200
Время нарастания сигнала 2200 Гц 106 75…200
Время спада сигнала 2200 Гц 112 75…200

Когда устройство находится в режиме ожидания и не транслирует частотно модулированную информацию, передатчик не должен создавать помехи в петле. Такие помехи могут наложиться на входной сигнал и исказить его, а слишком большие значения помех могут нарушить коммуникацию других устройств в сети.

В схеме (рисунок 16) используется источник питания с низким уровнем шума, который может быть создан из нескольких включенных последовательно батарей. Три 9-вольтовые батареи объединяются в 27-вольтовый источник питания. Схема измерения аналогична описанной в части, посвященной проверке формы HART-сигнала с добавлением цифрового фильтра, который подключается ко входам передатчика. Цифровой фильтр HCF_TOOL-31 – это полосовой фильт с полосой пропускания 0,5…10 кГц и десятикратным коэффициентом усиления.

Рис. 16. Схема измерения помех в режиме ожидания

Рис. 16. Схема измерения помех в режиме ожидания

В ходе проверки отдельно измеряют широкополосный и внутриполосный шумы:

  • допустимым уровнем широкополосного шума является действующее значение помех величиной не более 138 мВ;
  • допустимым уровнем внутриполосного шума является действующее значение помех величиной не более 2,2 мВ. При использовании цифрового фильтра действующее значение сигнала на выходе фильтра не должно превышать 22 мВ, так как фильтр усиливает сигнал в 10 раз.

Результаты измерений показаны на рисунке 17 и сведены в таблицу 10.

Рис. 17. Результаты измерения помех в режиме ожидания

Рис. 17. Результаты измерения помех в режиме ожидания

Таблица 10. Результаты измерения помех в режиме ожидания

Измеряемая величина Результат измерений, мВ Допустимое значение
Широкополосный шум без фильтра 1,3 До 138 мВ
Внутриполосный шум (0,5…10 кГц) с использованием цифрового тестового фильтра (10-кратное усиление) 2,9 До 22 мВ RMS

Входное сопротивление – это электрическая характеристика, которая определяет производительность схемы в режиме подключения типа «точка-точка» или в многоточечном режиме. При подключении типа «точка-точка» от входного сопротивления зависит максимально допустимая длина сигнальных проводов. В многоточечном режиме работы входное сопротивление определяет количество устройств, которые могут быть подключены к сети.

Полное входное сопротивление можно представить в виде суммы эквивалентной емкости преобразователя Cx и эквивалентного активного сопротивления преобразователя Rx. Схема измерения полного входного сопротивления передатчика показана на рисунке 18.

Рис. 18. Схема измерения входного сопротивления передатчика

Рис. 18. Схема измерения входного сопротивления передатчика

Источник питания подает напряжение на включенные последовательно передатчик и тестовый резистор RLOAD 5 кОм. Это напряжение представляет собой наложенные друг на друга постоянное напряжение и сигнал синусоидальной формы. Амплитуда синусоидального сигнала подбирается таким образом, чтобы его величина на входе передатчика составила 1 В при частоте сигнала 200 Гц. Цифровой вольтметр регистрирует действующее значение напряжения на входе передатчика Vb и на выводах нагрузочного резистора Va при различных частотах сигнала в диапазоне 0,2…10 кГц. 

Источник питания можно настроить таким образом, чтобы величина постоянного напряжения на входе передатчика и постоянный ток в петле находились в рабочем диапазоне. Для достижения напряжения на входе передатчика 14 В и тока 4 мА необходим источник постоянного напряжения 34 В. Если источник питания не может обеспечить такой уровень напряжения, можно использовать дифференциальный токовый усилитель в сочетании с источниками постоянного и переменного напряжений. Схема дифференциального токового усилителя, необходимого для проведения измерений, показана на рисунке 19.

Рис. 19. Схема дифференциального токового усилителя

Рис. 19. Схема дифференциального токового усилителя

Результаты измерений в полосе частот 0,2…10 кГц приведены в таблице 11.

Величина полного входного сопротивления передатчика Zm рассчитывается для каждой частоты по формуле 11.

$$Z_{m}=\frac{R_{load}}{V_{a}}\times V_{b},\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

где:

  • Va – измеренное падение напряжения на резисторе RLOAD 5 кОм;
  • Vb – напряжение на входе передатчика. 

Таблица 11. Результаты измерения входного сопротивления передатчика для различной частоты сигнала

Частота, Гц Vb, В Vа, В Zm, Ом
200 0,353 0,0051 353456,8
500 0,355 0,0113 160428,6
950 0,360 0,0256 71811,56
1600 0,362 0,0504 36678,36
2500 0,359 0,0843 21746,97
5000 0,331 0,1600 10564,28
10000 0,260 0,2480 5353,694
20000 0,165 0,3080 2735,679
50000 0,0744 0,3550 1134,123

На рисунке 20 изображен результат измерений полного входного сопротивления, а также рассчитанные входная емкость и входное активное сопротивление передатчика. Данные представлены в виде графика с логарифмической шкалой.

Рис. 20. Входные характеристики передатчика

Рис. 20. Входные характеристики передатчика

В ходе измерений получены следующие результаты:

  • активное входное сопротивление передатчика RX: 350000 Ом;
  • входная емкость передатчика CX: 3000 пФ;
  • измеренный ток петли во время проведения проверок: 4 мА;
  • измеренное активное сопротивление нагрузочного резистора RLOAD: 5,1 кОм.

Оригинал статьи

Перевел Павел Плескацевич по заказу АО КОМПЭЛ

•••

Наши информационные каналы

О компании Texas Instruments

В середине 2001 г. компании Texas Instruments и КОМПЭЛ заключили официальное дистрибьюторское соглашение, которое явилось результатом длительной и успешной работы КОМПЭЛ в качестве официального дистрибьютора фирмы Burr-Brown. (Как известно, Burr-Brown вошла в состав TI так же, как и компании Unitrode, Power Trend и Klixon). С этого времени компания КОМПЭЛ получила доступ к поставке всей номенклатуры производимых компанией TI компонентов, технологий и отладочных средств, а также ...читать далее

Товары
Наименование
DAC8830 (TI)
OPA335 (TI)
OPA333AIDBVT (TI)
OPA333AIDBVR (TI)
OPA333AIDCKR (TI)
MSP430FR59691IRGZT (TI)
MSP430FR5969IRGZR (TI)
MSP430FR5969IRGZT (TI)
TPS7A4101DGNT (TI)
TPS7A4101DGN (TI)
TPS7A4101DGNR (TI)
TPS7B6933QDBVRQ1 (TI)
TPS7B6933QDCYRQ1 (TI)
TPS7B6925QDBVRQ1 (TI)
LM4132AMF-2.5 (TI)
LM4132AMF-3.3 (TI)
LM4132AMFX-1.8 (TI)