Недорогой передатчик токовой петли 4…20 мА с питанием от петли и учетом ЭМС

16 октября

системы безопасностиавтоматизацияответственные примененияTexas Instrumentsстатьяинтегральные микросхемысредства разработки и материалы

Перед вами референсная разработка от TI: бюджетный малопотребляющий передатчик токовой петли 4…20 мА на базе компонентов Texas Instruments. 

Питающийся от токовой петли, или двухпроводной, формирователь выходного сигнала может поддерживать с указанной точностью ток в петле в диапазоне 4…20 мА. В статье описана конструкция, а также варианты схемных решений для защиты от помех, согласно IEC61000-4 (в России — ГОСТ Р 51317.4). В публикации приводится описание мостового выпрямителя, позволяющего обеспечить функциональную независимость устройства от полярности питающего напряжения.

Технические параметры

Требования, предъявляемые к конструкции передатчика:

  • питание: ≤36 В;
  • вход: трехпроводной SPI;
  • выход: 4…20 мА с максимальной допустимой полной погрешностью без регулировки (TUE), составляющей 1% длины шкалы;
  • наименьшее допустимое выходное напряжения передатчика: > 12 В;
  • суммарная стоимость компонентов: не более 5 $;
  • успешное прохождение испытаний на ЭМС, согласно стандарту IEC61000-4 (ГОСТ Р 51317.4), при минимальном влиянии на точность системы.

Расчеты значений, полученные в результате моделирования, и измеренные значения параметров, указанных в технической документации, представлены в таблице 1, а на рисунке 1 изображены измеренные передаточные функции и погрешности десяти образцов.

Таблица 1. Параметры передатчика

Параметры Допустимое значение, макс. Рассчитанный результат Измеренный результат
Напряжение питания, В ≤ 36 ≤ 36 ≤ 36
Полная погрешность выходного тока, % 1 0,525 0,137
Наименьшее допустимое выходное напряжение, В 12 10,61 9,7
Помехоустойчивость по IEC61000-4 Успешно н/д Успешно

Рис. 1. Результаты измерения передаточной функции и полной нескорректированной погрешности 10 образцов

Рис. 1. Результаты измерения передаточной функции и полной нескорректированной погрешности 10 образцов

Принцип работы

Преобразователь напряжения в ток

На рисунке 2 представлена упрощенная схема преобразователя напряжения в ток. Такой преобразователь обычно называют двухпроводным передатчиком токовой петли 4…20 мА с питанием от самой петли. В нем имеются только две клеммы: первая для подключения питания, вторая – для подключения выходного соединения. Передатчик работает в режиме ведомого и связан с ведущим узлом – модулем аналоговых входов ПЛК – посредством точного управления величиной выходного тока. Согласно требованиям, предъявляемым стандартами связи типа токовой петли 4…20 мА, в сумме потребляемая передатчиком токовая нагрузка не должна быть выше значения 4 мА.

Рис. 2. Упрощенная схема преобразователя напряжения в ток

Рис. 2. Упрощенная схема преобразователя напряжения в ток

Чтобы уменьшить стоимости передатчика, ЦАП в качестве опорного использует напряжение питания. Такое решение позволило не включать в схему отдельный источник опорного напряжения, а также применить более дешевый ЦАП без встроенного стабилизатора опорного напряжения.

Отрицательная обратная связь операционного усилителя U1 способна поддерживать значения напряжения на его инвертирующем (V) и неинвертирующем (V+) входах на одном уровне. В представленной схеме передатчика (рисунок 2) инвертирующий вход V операционного усилителя напрямую подключен к локальной земле, следовательно, потенциал на неинвертирующем входе V+ также близок к потенциалу локальной земли. Это означает, что разность потенциалов на резисторе R2 соответствует выходному напряжению ЦАП VOUT, а разность потенциалов на резисторе R5 равна опорному напряжению VREF. Согласно первому правилу Кирхгофа, по резистору R3 протекает ток i1, который можно рассчитать (формула 1):

$$i_{1}=\frac{V_{DAC}}{R_{2}}+\frac{V_{REF}}{R_{5}}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Чтобы напряжения на входах операционного усилителя были равны друг другу, ток i2, протекающий по резистору R4, должен создавать на нем такое же падение напряжения, какое ток i1 создает на резисторе R3. Ток покоя iq, проходящий по компонентам схемы (стабилизатору, усилителю, ЦАП и другим), составляет некоторую часть тока i2, затем операционный усилитель воздействует на базу биполярного транзистора с n-p-n-переходом Q1 для создания недостающего тока iloop, необходимого для того, чтобы привести падение напряжения на резисторах R3 и R4 к одному значению.

Поскольку падения напряжений на резисторах R3 и R4 равны, изменение значений сопротивлений этих резисторов приведет к изменению токов, протекающих по каждому из них. Вследствие появляется возможность увеличить ток, протекающий через резистор R4, за счет управления соотношением сопротивлений резисторов R3 и R4, согласно формуле 2:

$$V_{+}=i_{1}\times R_{3};\:V_{-}=i_{2}\times R_{4};\:V_{+}=V_{-} \Rightarrow i_{2}=\frac{i_{1}\times R_{3}}{R_{4}}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Положительный эффект от увеличения тока через резистор R4 состоит в том, что большая часть выходного тока формируется непосредственно из петли через транзистор Q1, а не через элементы входного каскада. Это обстоятельство, а также использование компонентов с малым энергопотреблением, обеспечивают малое потребление тока преобразователем в целом. Токи i1 и i2 складываются и формируют выходной ток iout, как описано в формуле 3.

$$i_{OUT}=i_{1}+i_{2}=\frac{V_{DAC}}{R_{2}}+\frac{V_{REF}}{R_{5}}+\frac{R_{3}}{R_{4}}\times \left(\frac{V_{DAC}}{R_{2}}+\frac{V_{REF}}{R_{5}} \right)=\left(\frac{V_{DAC}}{R_{2}}+\frac{V_{REF}}{R_{5}} \right)\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Полная передаточная функция, где в роли переменной выступает входной код ЦАП, описывается формулой 4:

$$i_{OUT}(CODE)=\left(\frac{V_{DAC}\times CODE}{2^N\times R_{2}}+\frac{V_{REF}}{R_{5}} \right)\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right),\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где N – разрядность ЦАП.

Резистор R6 обеспечивает уменьшение коэффициента усиления транзистора Q1 и, следовательно, уменьшение коэффициента петлевого усиления преобразователя напряжения в ток, что способствует получению схемы с более стабильными параметрами. Сопротивление резисторов R2, R3, R4 и R5 выбирается в соответствии с диапазоном выходных напряжений ЦАП, с напряжением стабилизатора и требуемым диапазоном выходных токов.

Стабилизатор напряжения

LDO-регуляторы и DC/DC-преобразователи часто используются в качестве источников опорного напряжения в схемах токовых передатчиков с питанием от петли. Однако высокая стоимость таких компонентов вынуждает исключить их из рассмотрения в нашем случае.

Недорогой альтернативой LDO-регуляторам и DC/DC-преобразователям в качестве источников опорного напряжения могут быть стабилитроны. Для их корректной работы необходимо, чтобы ток катода стабилитрона значительно превышал допустимые 4 мА. Кроме того, стабилитрон ведет себя крайне нестабильно при изменении нагрузки. Эти ограничения не позволяют использовать стабилитроны в схеме передатчика токовой петли.

Еще одно решение – это схемы со встроенным шунтом. Шунтирующие регуляторы напряжения, как и стабилитроны, часто бывают недорогими, но при этом способны стабилизировать напряжения с большой точностью даже при маленьком токе.

На рисунке 3 показана упрощенная схема шунтирующего стабилизатора, входное напряжение которого определяется сопротивлением резисторов Ra и Rb. При протекании достаточного входного тока в схеме включается внутренний узкозонный (band gap) источник опорного напряжения VREF, подключенный к инвертирующему входу операционного усилителя. На неинвертирующий вход подается напряжение с резистивного делителя, образованного резисторами Ra и Rb. Для того чтобы приблизить напряжение на неинвертирующем входе к напряжению VREF на инвертирующем, операционный усилитель воздействует на базу биполярного транзистора, который, в свою очередь, управляет током через резистор Rin, и, как следствие, напряжением на входе резисторного делителя и выходе регулятора VOUT.

Рис. 3. Упрощенная схема шунтирующего стабилизатора напряжения

Рис. 3. Упрощенная схема шунтирующего стабилизатора напряжения

Диодный мост

Промышленная среда может быть очень опасной для чувствительных электронных компонентов. Существуют схемотехнические решения, которые позволяют защитить оборудование от возможных поломок, вызванных неправильным подключением внешних источников, а также избежать губительного влияния опасных электромагнитных возмущений, спровоцированных работой находящегося рядом оборудования. Использование некоторых из них позволяет значительно повысить надежность электронных систем. На рисунке 4 показано одно из таких решений, применяемое для нашего передатчика.

Рис. 4. Диодный мост и защитные элементы

Рис. 4. Диодный мост и защитные элементы

Защита от подключения напряжения питания обратной полярности обеспечивается включением в схему диодного моста. Два диода расположены таким образом, что их катоды соединены со входом напряжения положительной полярности передатчика, а аноды – с каждой из двух клемм для внешнего подключения. Соответственно, два других диода расположены таким образом, что их аноды подключены к выходу передатчика, а катоды – к каждой из клемм для внешнего подключения. Такое решение позволяет передатчику сохранять работоспособность при любой полярности питающего напряжения, тем самым защищая схему от повреждений в результате ошибок во время монтажа или ремонта проводов токовой петли. 

Стандарт IEC61000-4 (ГОСТ Р 51317.4)

Находясь вблизи мощного промышленного оборудования, электронные компоненты попадают под воздействие помех, вызванных переходными процессами или электромагнитным излучением. Такие помехи могут спровоцировать опасные перенапряжения или привести к сбою в работе незащищенного оборудования. Группа стандартов IEC61000-4 (ГОСТ Р 51317.4) описывает ряд испытаний, в процессе которых моделируются те или иные внешние возмущения (перенапряжения, излучения и другие) и происходит оценка устойчивости электронных систем к этим возмущениям. По итогам проведения испытаний оборудование относят к одному из четырех классов (А, B, С или D), в соответствии с критериями качества функционирования, приведенным в таблице 2.

Таблица 2. Классы помехоустойчивости, согласно IEC61000-4(ГОСТ Р 51317.4)

Класс Описание
А Нормальное функционирование, в соответствии с требованиями, установленными производителем
В Временное снижение качества функционирования либо потеря функции или работоспособности с самовосстановлением после прекращения воздействия
С Временное снижение качества функционирования либо потеря функции или работоспособности, которые требуют вмешательства оператора или перезапуска системы
D Снижение качества функционирования или потеря функции, которая не может быть восстановлена оператором из-за повреждения оборудования (компонентов) или программного обеспечения, а также потери данных

IEC61000-4-2 (ГОСТ Р 51317.4.2): электростатические разряды

Испытание на устойчивость к электростатическим разрядам имитирует электростатический разряд от руки или одежды персонала непосредственно на компоненты электронного оборудования. С помощью специального генератора создают разряды на испытываемое оборудование через воздушный промежуток или изоляционные покрытия, а также на металлические пластины, расположенные в непосредственной близости от электронных компонентов и имитирующие корпус прибора или расположенные рядом проводящие конструкции. Испытательные воздействия производятся в местах, где наиболее вероятно прикосновение персонала во время эксплуатации или монтажа: на кнопках, дисплеях, клеммах и разъемах.

Форма испытательного импульса ЭСР, изображенная на рисунке 5, представляет собой скачок напряжения высокой частоты с периодом пульсации до 100 нс. Амплитуда импульса зависит от степени жесткости испытаний и может составлять 4…15 кВ. Степень жесткости испытаний выбирается в соответствии с предполагаемыми условиями эксплуатации оборудования. При проведении испытаний выполняют по 10 последовательных разрядов положительной и отрицательной полярностей в каждой точке приложения воздействия.

Рис. 5. Форма импульса при испытании на устойчивость к электростатическим разрядам

Рис. 5. Форма импульса при испытании на устойчивость к электростатическим разрядам

IEC61000-4-3 (ГОСТ Р 51317.4.3): радиочастотное электромагнитное поле

Во время проведения испытаний на устойчивость к радиочастотному электромагнитному полю оборудование подвергается воздействию высокочастотного излучения, характерного для работы в непосредственной близости от радиопередатчиков и другого промышленного оборудования. Диапазон частот и величина напряженности поля выбирается в зависимости от степени жесткости испытаний. Описываемый передатчик токовой петли 4…20 мА испытывается электромагнитным полем частотой 80 МГц…1 ГГц с напряженностью поля 20 В/м.

IEC61000-4-4 (ГОСТ Р 51317.4.4): наносекундные импульсные помехи

Во время включения и отключения различного технологического оборудования по сетям электроснабжения, сигнальным сетям, а также по контуру заземления распространяются наносекундные импульсные помехи. Испытаниям на устойчивость к таким помехам подвергаются вводы питания, сигнальные вводы и заземляющие контакты электронных приборов.

В ходе испытаний генератор импульсов формирует пачки помех продолжительностью 15 мс с интервалом 300 мс между пачками (рисунок 6). Каждая пачка состоит из импульсов с длительностью фронта около 5 нс и общей продолжительностью импульса порядка 50 нс. Импульсы в пачке повторяются с частотой 2,5 или 5 кГц. Амплитуда испытательных импульсов составляет 250…4000 В. Оборудование подвергается воздействию пачек помех положительной полярности в течение нескольких минут, а затем испытание повторяют для помех отрицательной полярности. Амплитуда испытательных импульсов и время приложения воздействия выбираются в зависимости от требуемой жесткости испытаний.

Рис. 6. Форма импульса при испытании на устойчивость к наносекундным импульсным помехам

Рис. 6. Форма импульса при испытании на устойчивость к наносекундным импульсным помехам

IEC61000-4-6 (ГОСТ Р 51317.4.6): кондуктивные помехи

Электромагнитное поле не только оказывает непосредственное воздействие на компоненты электронных приборов, но и создает ЭДС в проводах питания и связи, искажая тем самым передаваемый сигнал и создавая угрозу правильной работе оборудования. В ходе испытаний на устойчивость к кондуктивным помехам генератор создает в питающих или сигнальных проводах, подключенных к испытываемому оборудованию, дополнительную ЭДС частотой 150 кГц…80 МГц величиной до 10 В, в зависимости от требуемой жесткости испытаний.

Защита от помех

В соответствии с IEC61000-4 (ГОСТ Р 51317.4), для каждого вида помех можно выделить высокочастотную составляющую и составляющую большой энергии. Такой подход позволяет использовать принцип подавления высокочастотной составляющей и шунтирование составляющей большой энергии. Для подавления высокочастотной составляющей используются пассивные компоненты: резисторы и конденсаторы. Для стабилизации постоянного напряжения могут использоваться ферритовые фильтры, которые ограничивают высокочастотные составляющие протекающего тока. В равной степени ферритовый фильтр может быть эффективен для использования в токовых выходах, так как не создает дополнительного падения напряжения. В предлагаемой схеме передатчика токовой петли ферритовые фильтры, включенные последовательно между вводными клеммами и диодным мостом, вместе с конденсатором, включенным параллельно, используются для подавления высокочастотной составляющей тока во время переходных процессов и защиты компонентов схемы от губительного воздействия помех.

Шунтирование составляющей большой мощности становится возможным благодаря наличию всплеска напряжения, сопровождающего переходные процессы, и выполняется с помощью диодных ограничителей переходных перенапряжений, отводящих большую часть энергии помехи в землю или в обратный провод. Эффективность работы диодных ограничителей переходных перенапряжений обусловлена тем, что они довольно быстро переходят в режим пробоя и, как правило, способны шунтировать достаточно большую мощность, что может сыграть ключевую роль для защиты электронных компонентов от многократных импульсных помех. В схеме передатчика токовой пели диодный ограничитель переходных перенапряжений включен между вводными клеммами передатчика.

Выходное напряжение передатчика

Напряжение на выходных клеммах передатчика должно быть таким, чтобы устройство сохраняло способность выдавать в петлю наибольший ток, предусмотренный его рабочим диапазоном. Формула 5 позволяет определить максимальную допустимую нагрузку передатчика или минимальное напряжение питания, необходимое для работы с этой нагрузкой.

$$ComplianceVoltage \leq V_{SUP}-i_{OUT}\times R_{LOAD}\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Выходное напряжение передатчика должно быть достаточным для обеспечения необходимого тока через резистор R1 и шунтирующий регулятор напряжения. В противном случае выходной сигнал передатчика будет нелинейным или будет вовсе отсутствовать из-за того, что шунтирующий регулятор не сможет поддерживать опорное напряжение на должном уровне.

Элементы, подключенные последовательно к резистору R1, уменьшают ток, протекающий через него, а следовательно – и через шунтирующий регулятор. Такими элементами являются диоды мостового выпрямителя, резистор в цепи регулятора выходного тока R4 и сопротивление нагрузки. Все они, как и резистор R1, определяют ток шунтирующего регулятора. Сопротивление резистора R1 должно быть как можно меньшим, но достаточным для того чтобы ток регулятора не превысил установленные стандартом токовой петли 4 мА.

Выбор компонентов

Для реализации передатчика токовой петли 4…20 мА используются компоненты с малым энергопотреблением. На рисунке 7 показана подробная схема передатчика с указанием величин дискретных компонентов и наименованиями конкретных интегральных схем, используемых в проекте.

Рис. 7. Подробная схема передатчика

Рис. 7. Подробная схема передатчика

ЦАП

Погрешность работы ЦАП обрабатывается другими цепями передатчика и снижает точность работы всей схемы. Необходимо использовать ЦАП с такими погрешностью смещения и погрешностью усиления, а также такой дифференциальной и интегральной нелинейностью, чтобы полная нескорректированная погрешность не превышала 1%. Для уменьшения выходного напряжения предпочтение отдается ЦАП с наименьшим напряжением питания.

ЦАП типа DAC7311 обеспечивает хорошую производительность на постоянном токе с погрешностью, не превышающей 0,05%. DAC7311 потребляет ток не более 150 мкА. Его напряжение питания – всего 2,0 В.

Операционный усилитель

Используемый в схеме операционный усилитель не должен значительно искажать выходной сигнал. Его погрешность не должна превышать погрешность ЦАП. При выборе компонентов следует обратить внимание на усилители с небольшими значениями напряжения смещения и входного тока, поскольку они могут стать причиной дополнительного тока через R3, который в дальнейшем увеличивается, в соответствии с соотношением сопротивлений резисторов R3 и R4, и формирует выходной ток передатчика. Также при выборе операционного усилителя следует обратить внимание на коэффициент подавления нестабильного питания и коэффициент ослабления синфазного сигнала. В некоторых случаях может потребоваться передатчик с большей полосой пропускания. Следует помнить, что операционные усилители с более широкой полосой пропускания обычно менее энергоэффективны.

Операционный усилитель OPA317 имеет малые значения напряжения смещения и входного тока: 20 мкВ и 155 пА соответственно. Ток покоя – 35 мкА, напряжение питания – 1,8 В.

Стабилизатор напряжения

В предлагаемой схеме стабилизатор напряжения используется также в качестве источника опорного напряжения. Устройство должно поддерживать требуемый уровень напряжения как в режиме холостого хода, так и под нагрузкой. LDO-регуляторы слишком дороги, а простой диодный стабилизатор обладает не слишком хорошими показателями при работе под нагрузкой.

В схеме передатчика используется шунтирующий стабилизатор типа TL431B. Этот компонент выдает достаточно стабильное напряжение, когда его катодный ток достигает требуемого значения. Выходное напряжение стабилизатора также выполняет функцию опорного для ЦАП. TL431B вносит в схему погрешность в районе 0,5%

Настраиваемый шунтирующий стабилизатор TL431B подает напряжение 3 В в схему передатчика, преобразуя выпрямленное диодным мостом напряжение питания. На рисунке 8 показана схема стабилизатора.

Рис. 8. Схема шунтирующего стабилизатора

Рис. 8. Схема шунтирующего стабилизатора

Катодный ток TL431B определяет точность установления внутреннего эталонного узкополосного (bandgap) напряжения и, как следствие, точность установления выходного напряжения стабилизатора. Стабилизатор включается в работу при токе в цепи катода не менее 400 мкА. Внутренне опорное напряжение VKA увеличивается с ростом этого тока и должно становиться практически константой при токе более 4 мА, в соответствии со стандартом токовой петли 4…20 мА (рисунок 9).

Рис. 9. Вольт-амперная характеристика TL431B

Рис. 9. Вольт-амперная характеристика TL431B

В цепи стабилизатора всегда должен протекать ток не менее 400 мкА даже в режиме максимальной нагрузки передатчика. Если этот ток меньше, то опорное напряжение VREF изменяется, что вносит дополнительную погрешность усиления в работу схемы.

При условии адекватного катодного тока выходное напряжение стабилизатора может быть определено по формуле 6, где VREF равняется 2,495 В. Дополнительную информацию по настройке стабилизатора смотрите в руководстве по эксплуатации SLVA445.

$$V_{REG}=\left(1+\frac{R_{8}}{R_{9}} \right)\times V_{REF}\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

В соответствии с этим руководством, следует отметить, что для минимизации колебаний выходного сигнала стабилизатора емкость подключенной к нему нагрузки должна быть меньше 0,01 мкФ или больше 2,2 мкФ. Для выполнения этого условия на выходе стабилизатора, в дополнение к разделительным конденсаторам, для DAC7311 и OPA31 установлен конденсатор емкостью 2,2 мкФ.

Диоды

Двунаправленный TVS-диод используется для шунтирования высоковольтных помех и перенаправления их энергии на землю. Такие диоды имеют следующие характеристики: рабочее напряжение, напряжение пробоя, ток утечки и номинальную мощность. Значение рабочего напряжения определяет максимальную величину напряжения, под которым диод способен находиться длительное время, не переходя в режим пробоя. На вольт-амперной характеристике диода рабочее напряжение соответствует точке перегиба, в которой через диод начинает протекать небольшой ток утечки. При увеличении напряжения выше рабочего через диод протекает больший ток. Рабочее напряжение TVS-диода должно превышать верхний допустимый предел напряжения питания.

Напряжением пробоя называется такое значение напряжения, при котором диод переходит в режим пробоя и способен пропустить весть ток источника. Важно понимать, что напряжение пробоя возрастает при протекании через диод слишком большого тока.

Напряжение пробоя TVS-диода должно быть достаточно низким, чтобы обеспечить защиту всех компонентов передатчика, подключенных к выходным клеммам, а также иметь некоторый запас по напряжению для продолжения защиты в момент, когда через диод потечет ток и его напряжение пробоя увеличится. В схеме передатчика используется TVS-диод с рабочим напряжением 36 В, напряжением пробоя 40 В и номинальной мощностью 400 Вт.

Диодный мост используется для поддержания работоспособности передатчика независимо от полярности напряжения питания. Важными качествами диодного моста для нашего передатчика являются небольшой обратный ток утечки и малое значение прямого напряжения. Низкий обратный ток утечки важен, потому что в нормальном рабочем режиме два из четырех диодов всегда находятся под напряжением обратной полярности и через них всегда протекает ток утечки, снижающий точность работы передатчика. Небольшое прямое напряжение необходимо для того, чтобы снизить выходное напряжение передатчика.

Для нашей схемы был выбран диодный мост типа DSRHD10, который представляет собой четыре диода с подходящими параметрами в одном корпусе. Номинальный обратный ток утечки составляет 0,1 мкА при обратном напряжении 1000 В, а номинальное прямое напряжение – 1,15 В при сквозном токе 1 А. При работе в условиях, соответствующих нашей схеме, обратный ток утечки составит 0,01 мкА, а прямое напряжение – 0,6 В.

Пассивы

Включенные последовательно ферритовые фильтры и включенный параллельно конденсатор необходимы для подавления помех, с которыми не справились TVS-диоды. Ферритовые фильтры выбирают по номинальному току, номинальному сопротивлению постоянному току и номинальному сопротивлению току высокой частоты. В нашем случае используются фильтры на номинальный ток 3 А с максимальным сопротивлением 42 мОм для постоянного тока и 600 Ом для тока частотой 100 МГц. Номинальное напряжение конденсатора составляет 100 В.

Точность некоторых резисторов должна быть особенно высокой. Так, погрешность токоограничивающего резистора R2, резистора смещения R5, резисторов усилительного каскада R3 и R4 и резисторов в цепи стабилизатора напряжения R8 и R9 не превышает 0,1%, в то время как точность резисторов R1 и R6 может быть меньше.

Соотношение сопротивлений резисторов R3 и R4 определяет путь протекания тока в схеме передатчика. Обычно большая часть выходного тока проходит в цепи транзистора Q1 и резистора R4. Мощность этого резистора должна соответствовать пропускаемому току. В схеме использован резистор R4 мощностью 0,25 Вт.

Резистор R1 определяет ток, подаваемый в схему TL431B. И хотя он редко пропускает большой ток, обычно в качестве R1 используют довольно большой резистор мощностью 0,25 Вт.

Моделирование

При разработке передатчика использовались компоненты, для которых доступны виртуальные аналоги, что позволило создать SPICE-модель передатчика для проверки его эксплуатационных характеристик. На рисунке 10 показана схема устройства, созданная в среде моделирования TINA-TI®.

Рис. 10. SPICE-модель передатчика в TINA-TI

Рис. 10. SPICE-модель передатчика в TINA-TI

Далее результаты моделирования разбиты на разделы для лучшего понимания показателей производительности каждого блока. Некоррелированные погрешности работы каждого из них складываются по методу квадратного корня из сумы квадратов для получения полной погрешности всего передатчика.

Результаты, полученные в разделах с «Модель стабилизатора» по «Расчет погрешности схемы» соответствуют линейной области работы DAC7311. Дополнительные погрешности будут наблюдаться при работе ЦАП вне этой области: при напряжении на выходе ЦАП, близком к напряжению на входных зажимах положительной или отрицательной полярности.

Модель стабилизатора

Работа стабилизатора анализируется с помощью виртуальной модели, схема которой показана на рисунке 10. Программа рассчитывает напряжение на выходе стабилизатора для различных комбинаций сопротивлений резисторов R8 и R9, выбранных случайным образом по методу Монте-Карло. Неточность установления напряжения на выходе стабилизатора провоцирует погрешности смещения и усиления выходного тока передатчика, приведенные в таблице 3.

Таблица 3. Результаты расчета погрешностей стабилизатора напряжения

Параметр Результат расчета
Погрешность установления выходного напряжения, мВ ±15,02
Погрешность смещения, % 0,1304
Погрешность усиления, % 0,4976
Общая нескорректированная погрешность, % 0,5144

Модель ЦАП

Работа стабилизатора анализируется с помощью виртуальной модели, схема которой показана на рисунке 10, с заменой OPA317 на идеальный операционный усилитель. Модель DAC7311 учитывает погрешности смещения, усиления, а также дрейф этих погрешностей. Показатели интегральной нелинейности не учтены SPICE-моделью в TINA-TI и должны быть рассчитаны вручную. В таблице 4 приведены результаты расчета ЦАП.

Таблица 4. Результаты расчета погрешностей ЦАП

Параметр Результат расчета
Интегральная нелинейность, % 0,00000732471
Погрешность смещения, % 0,01028167
Погрешность усиления, % 0,0431875
Общая нескорректированная погрешность, % 0,044394515

Модели операционного усилителя, диодного моста и резисторов

Для оценки рабочих характеристик операционного усилителя, диодного моста и резисторов в модели, показанной на рисунке 10, DAC7311 заменили идеальным ЦАП. Модель OPA317 учитывает напряжение смещения и ненулевой входной ток операционного усилителя. Виртуальный образ диодного моста имитирует обратный ток утечки его компонентов, а погрешность резисторов учитывается с использованием метода Монте-Карло (таблица 5). Предполагается, что эта часть схемы является полностью линейной.

Таблица 5. Результаты расчета погрешности входного каскада

Параметр Результат расчета
Погрешность смещения, % 0,0120525811
Погрешность усиления, % 0,09647914
Общая нескорректированная погрешность, % 0,096535019

Расчет погрешностей схемы

Результаты, полученные в разделах «Модель стабилизатора», «Модель ЦАП» и «Модели операционного усилителя, диодного моста и резисторов», можно суммировать как квадратный корень из суммы квадратов и получить полную погрешность всего передатчика. Упрощенная схема источника опорного напряжения является главным фактором снижения стоимости устройства, однако способствует значительному ухудшению точности его работы. В таблице 6 приведены все результаты расчета.

Таблица 6. Результаты расчета погрешностей передатчика

Параметр Результат расчета погрешностей
Стабилизатор ЦАП Входной каскад Вся схема
Интегральная нелинейность, % 0,00000732471 0,00000732471
Погрешность смещения, % 0,1304 0,01028167 0,0120525811 0,130922862
Погрешность усиления, % 0,4976 0,0431875 0,09647914 0,508703396
Общая нескорректированная погрешность, % 0,5144 0,044394515 0,096535019 0,525671441

Наименьшее допустимое выходное напряжение передатчика

Для расчета минимального допустимого выходного напряжения передатчика в модели, показанной на рисунке 10, сопротивление нагрузочного резистора R5 устанавливается на уровне, равном 0 ОМ, а выходной ток передатчика поддерживается на максимальной величине 20 мА, это самый тяжелый режим работы устройства. Напряжение источника питания плавно уменьшается с 40 В до 0 В, и фиксируется момент, когда TL431B перестает регулировать свое выходное напряжение из-за того что катодный ток стабилизатора падает ниже 400 мкА. Минимальное допустимое выходное напряжение передатчика составило 10,61 В (рисунок 11).

Рис. 11. Результат расчета наименьшего допустимого выходного напряжения

Рис. 11. Результат расчета наименьшего допустимого выходного напряжения

Расчет погрешностей

Ниже приведены формулы 7…11 для расчета погрешностей смещения, погрешностей усиления и полной нескорректированной погрешности, полученных в процессе моделирования в разделах с «Модель стабилизатора» по «Расчет погрешностей схемы».

$$OffsetError_{\%FSR}=\frac{I_{OUT\_Sim}(LowCode)-LSB_{Sim}\times LowCode-I_{OUT\_Ideal}(0)}{I_{OUT\_Ideal}(2^{bits})-I_{OUT\_Ideal}(0)}\times 100\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

$$GainError_{\%FSR}=\frac{I_{OUT\_Sim}(HighCode)-I_{OUT\_Sim}(LowCode)}{I_{OUT\_Ideal}(2^{bits})-I_{OUT\_Ideal}(0)}\times 100-\\-\frac{I_{OUT\_Ideal}(HighCode)-I_{OUT\_Ideal}(LowCode)}{I_{OUT\_Ideal}(2^{bits})-I_{OUT\_Ideal}(0)}\times 100\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

$$INLError_{\%FSR}=\frac{\frac{INLEError_{DAC}}{R_{2}}\times \left(1+\frac{R_{3}}{R_{4}} \right)}{I_{OUT\_Ideal}(2^{bits})-I_{OUT\_Ideal}(0)}\times 100\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

$$TUE_{\%FSR}=\sqrt{OffsetError_{\%FSR}^2+GainError_{\%FSR}^2+INLError_{\%FSR}^2}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

$$SystemTUE_{\%FSR}=\sqrt{RegError_{\%FSR}^2+DACError_{\%FSR}^2+FrontEndError_{\%FSR}^2}\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Печатная плата

Для оптимизации работы передатчика печатную плату выполняют в соответствии со стандартными рекомендациями по компоновке печатных плат, в том числе касающимися разделения интегральных схем и правильного подключения питания и заземления (рисунок 12). Отдельное внимание следует уделить обеспечению устойчивости схемы к электромагнитным помехам.

Рис. 12. Печатная плата

Рис. 12. Печатная плата

Все защитные элементы должны быть расположены как можно ближе к выходным клеммам, чтобы шунтировать токи внешних возмущений и отвести их от чувствительных компонентов. Для создания оптимальных токов в схеме необходимо использовать широкие проводящие дорожки, обладающие низким сопротивлением и небольшой индуктивностью. По возможности используются медные плоскости, а не дорожки. Соединение земляных плоскостей обеспечивает экранирование платы и снижает влияние излучаемых помех.

Измерение характеристик передатчика

Передаточная характеристика по постоянному току

Передаточная функция по постоянному току получена с помощью 6,5-разрядного мультиметра на нагрузке 250 Ом и напряжении питания 24 В. Результаты представлены на рисунке 13.

Рис. 13. Передаточная функция схемы

Рис. 13. Передаточная функция схемы

Рассчитанные на основании измеренных величин полные нескорректированные погрешности выходного тока в процентах от максимального значения для десяти образцов показаны на рисунке 14. Расчет произведен по формуле 12.

Рис. 14. Зависимость погрешности передатчика от входного сигнала

Рис. 14. Зависимость погрешности передатчика от входного сигнала

$$TUE_{MEAS}=\frac{I_{OUT\_MEAS}-I_{OUT\_REAL}}{FSR_{REAL}}\times 100\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Измерение наименьшего допустимого выходного напряжения

Для определения наименьшего допустимого выходного напряжения передатчика был проведен следующий эксперимент. Передатчик работал в режиме наибольшей нагрузки 20 мА, напряжение источника питания плавно снижалось с 36 В до 0 В. Напряжение на выходе передатчика можно рассчитать по формуле 13, зная выходной ток, сопротивление нагрузки и напряжение источника питания. Напряжение на выходе передатчика в момент, когда петлевой ток начал снижаться, равнялось 9,7 В. Зависимость выходного тока от выходного напряжения передатчика показана на рисунке 15.

$$TransmitterHeadroom=V_{SUP}-I_{OUT}\times R_{LOAD}\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Рис. 15. Зависимость выходного тока от выходного напряжения передатчика

Рис. 15. Зависимость выходного тока от выходного напряжения передатчика

Результаты измерений, расчетные значения и целевые показатели точности сведены в таблицу 7. Результаты измерений значительно превзошли результаты моделирования, поскольку в исследуемых образцах реальные стабилизаторы и ЦАП сработали более точно, чем виртуальные модели и, тем самым, внесли лишь небольшую начальную погрешность в работу передатчика.

Таблица 7. Измеренные и расчетные значения погрешностей

Погрешность Допустимое значение Измеренное значение Рассчитанное значение
Полная погрешность выходного тока, % 1 0,525 0,173
Наименьшее допустимое напряжение на выходе, В 12 10,61 9,7

Результаты испытаний на ЭМС

Стандарт IEC61000-4 устанавливает требования для присвоения оборудованию классов помехоустойчивости В, С и D. Однако критерии для присвоения класса А определяет производитель устройства. Для нашего передатчика установлен такой критерий качества функционирования как отклонение величины тока передатчика не более чем на 0,1% от предполагаемой величины во время воздействия помехи. На время проведения испытаний передатчик был настроен на выдачу постоянного тока величиной 12 мА. Этот режим позволяет избежать сбоев в работе передатчика из-за нестабильной работы ЦАП, когда напряжения на его входах и выходах близки по значению.

Стандарт IEC61000-4 не устанавливает требования к оборудованию для контроля критериев качества функционирования. Во время проведения испытаний выходной ток контролировался с помощью 6,5-разрядного мультиметра Agilent 34401A, работающего в 5,5-разрядном режиме.

Испытания на устойчивость к электростатическим разрядам (IEC61000-4-2, ГОСТ Р 51317.4.2)

Испытания проводились на напряжении ± 8 кВ для создания контактных разрядов на элементы схемы, а также на горизонтальные и вертикальные металлические пластины, расположенные вблизи передатчика, и на напряжении ± 15 кВ – для создания разрядов через воздушный промежуток. Электростатические разряды практически не влияют на значение выходного тока. Во время проведения испытаний и после их окончания отклонение выходного тока оставалось в пределах 0,1%. Результаты отражены на рисунках 16, 17, 18 и в таблице 8.

Таблица 8. Результаты испытаний на устойчивость к электростатическим разрядам

Точка воздействия Испытательный уровень, кВ Результат Присвоенный класс
Горизонтальная пластина 8 Успешно А
Вертикальная пластина 8 Успешно А
Воздушный промежуток 15 Успешно А

Рис. 16. Результаты измерения выходного тока во время воздействия ЭСР ±8 кВ на горизонтальную металлическую пластину

Рис. 16. Результаты измерения выходного тока во время воздействия ЭСР ±8 кВ на горизонтальную металлическую пластину

Рис. 17. Результаты измерения выходного тока во время воздействия ЭСР ±8 кВ на вертикальную металлическую пластину

Рис. 17. Результаты измерения выходного тока во время воздействия ЭСР ±8 кВ на вертикальную металлическую пластину

Рис. 18. Результаты измерения выходного тока во время воздействия ЭСР ±15 кВ на порты передатчика через воздушный промежуток

Рис. 18. Результаты измерения выходного тока во время воздействия ЭСР ±15 кВ на порты передатчика через воздушный промежуток

Испытания на устойчивость к радиочастотному электромагнитному полю (IEC61000-4-3, ГОСТ Р 51317.4.3)

Передатчик подвергался воздействию поля напряженностью 20 В/м и показал результаты, соответствующие критериям функционирования, установленным для класса А по помехоустойчивости. Результаты приведены в таблице 9 и на рисунках 19…20.

Таблица 9. Результаты испытаний на устойчивость к радиочастотному электромагнитному полю

Положение антенны Испытательный уровень, В/м Результат Присвоенный класс
Горизонтальное 20 Успешно А
Вертикальное 20 Успешно А

Рис. 19. Результаты измерения выходного тока во время воздействия горизонтально направленного электромагнитного поля

Рис. 19. Результаты измерения выходного тока во время воздействия горизонтально направленного электромагнитного поля

Рис. 20. Результаты измерения выходного тока во время воздействия горизонтально направленного электромагнитного поля

Рис. 20. Результаты измерения выходного тока во время воздействия горизонтально направленного электромагнитного поля

Испытания на устойчивость к наносекундным импульсным помехам (IEC61000-4-3, ГОСТ Р 51317.4.4)

Наносекундные импульсные помехи положительной полярности не оказывали серьезного влияния на режим работы передатчика, в то время как под воздействием импульсов отрицательной полярности в некоторых случаях отклонение петлевого тока превышало 0,1%. Это связано с тем, что конструкция TL431B не способна подавлять пульсации обратной полярности. Класс А по помехоустойчивости к наносекундным импульсным помехам может быть присвоен только после модернизации конструкции стабилизатора напряжения или при добавлении в схему полноценного источника опорного напряжения. Результаты приведены в таблице 10 и на рисунках 21…22.

Таблица 10. Результаты испытаний на устойчивость наносекундным импульсным помехам

Полярность импульсов Испытательный уровень, кВ Результат Присвоенный класс
Положительная 4 Успешно А
Отрицательная 4 Успешно В

Рис. 21. Результаты измерения выходного тока во время воздействия положительных наносекундных импульсов

Рис. 21. Результаты измерения выходного тока во время воздействия положительных наносекундных импульсов

Рис. 22. Результаты измерения выходного тока во время воздействия отрицательных наносекундных импульсов

Рис. 22. Результаты измерения выходного тока во время воздействия отрицательных наносекундных импульсов

Испытания устойчивости к кондуктивным помехам (IEC61000-4-6, ГОСТ Р 51317.4.6)

Проведенные испытания на устойчивость к кондуктивным помехам показали незначительное влияние этих помех на значение выходного тока, что соответствует классу А по помехоустойчивости. На рисунке 23 показано поведение выходного тока во время приложения воздействий.

Рис. 23. Результаты измерения выходного тока во время воздействия кондуктивных помех

Рис. 23. Результаты измерения выходного тока во время воздействия кондуктивных помех

Аналоги и модификации

DAC7311 – одно из устройств в линейке ЦАП производства Texas Instruments. Компания также предлагает другие взаимозаменяемые 8-, 10-, 12-, 14- и 16-битные ЦАП для реализации схем с различной производительностью (таблица 11).

Таблица 11. Варианты ЦАП

Наименование Разрядность, бит Погрешность смещения, мВ Погрешность усиления, % Погрешность из-за нелинейности
Дифференциальной, LSBs Интегральной, LSBs
DAC5311 8 0,05 0,05 0,01 0,01
DAC6311 10 0,05 0,05 0,03 0,06
DAC7311 12 0,05 0,05 0,2 0,3
DAC8311 14 0,05 0,05 0,125 1
DAC8411 16 0,05 0,05 0,5 4

В таблице 12 приведены альтернативные операционные усилители, которые могут использоваться вместо OPA317. Использование аналогов позволяет создавать устройства с лучшими показателями точности, однако несколько увеличивает стоимость передатчика.

Таблица 12. Варианты операционных усилителей

Наименование Напряжение смещения, мВ Дрейф напряжения смещения, мкВ/°С Ширина полосы пропускания, МГц Коэффициент ослабления синфазного сигнала, дБ
OPA317 0,1 0,05 0,3 95
OPA330 0,05 0,02 0,35 100
OPA333 0,01 0,02 0,35 106
OPA334 0,005 0,02 2 110
OPA335 0,005 0,02 2 110

Основным источником погрешности передатчика является грубый шунтирующий стабилизатор TL431B, выполняющий функцию источника опорного напряжения для ЦАП DAC7311. Использование TL431B обусловлено желанием создать передатчик небольшой стоимости. Шунтирующий стабилизатор может быть заменен более дорогим источником опорного напряжения, если существует необходимость повысить точность работы передатчика.

Существует возможность повысить производительность схемы без увеличения ее стоимости. Для этого необходимо подобрать резисторы R2, R3, R4 и R5 таким образом, чтобы диапазон выходных токов был шире, чем 4…20 мА, и откалибровать ЦАП так, чтобы устранить погрешность смещения и усиления за счет сжатия диапазона входных кодов и его смещения. В результате диапазон выходных токов передатчика остается прежним, а разрешение DAC7311 уменьшается (рисунок 24).

Рис. 24. Результат калибровки выходного тока

Рис. 24. Результат калибровки выходного тока

Оригинал статьи

Перевел Павел Плескацевич по заказу АО КОМПЭЛ

•••

Наши информационные каналы

О компании Texas Instruments

В середине 2001 г. компании Texas Instruments и КОМПЭЛ заключили официальное дистрибьюторское соглашение, которое явилось результатом длительной и успешной работы КОМПЭЛ в качестве официального дистрибьютора фирмы Burr-Brown. (Как известно, Burr-Brown вошла в состав TI так же, как и компании Unitrode, Power Trend и Klixon). С этого времени компания КОМПЭЛ получила доступ к поставке всей номенклатуры производимых компанией TI компонентов, технологий и отладочных средств, а также ...читать далее

Товары
Наименование
DAC7311 (TI)
DAC7311IDCKT (TI)
DAC7311EVM (TI)
DAC7311IDCKTG4 (TI)
DAC7311IDCKR (TI)
DAC7311IDCKRG4 (TI)
OPA317IDBVT (TI)
OPA317QDBVRQ1 (TI)
OPA317IDCKR (TI)
OPA317ID (TI)
OPA317IDCKT (TI)
OPA317IDBVR (TI)
OPA317IDR (TI)
TL431BIDBZR (TI)
TL431BIDBVR (TI)
TL431BIDR (TI)
TL431BILP (TI)
TL431BQDBZT (TI)
TL431BCDBZTG4 (TI)
TL431B (TI)