Как управлять SiС-транзистором

7 июля

управление питаниемуправление двигателемответственные примененияInfineonстатьяинтегральные микросхемыMOSFETIGBTMotor Drive

Алексей Гребенников (г. Москва)

Преимущества карбид-кремниевых транзисторов (SiC MOSFET) – высокий КПД, повышенная, по сравнению с биполярными транзисторами с изолированным затвором (IGBT), частота переключения, экономия места на печатной плате. Для управления SiC MOSFET используются специализированные драйверы: как изолированные от транзистора, так и неизолированные. Выбор драйвера и расчет оптимального режима его работы играет ключевую роль в эффективной работе всего устройства на базе SiC MOSFET.

Транзисторы SiC MOSFET обеспечивают очень высокие скорости коммутации – более 100 кГц, – тогда как устройства IGBT обычно работают на частотах менее 60 кГц. По сравнению с обычными кремниевыми диодами, внутренний диод SiC-транзистора имеет очень низкий заряд восстановления, в результате чего снижаются потери на переключение и обеспечивается более высокая плотность мощности.

Рабочее напряжение транзистора SiC MOSFET выше, чем у IGBT или MOSFET, и теоретически может превышать 3000 В. К тому же, эти транзисторы обладают отличными характеристиками включения. Сопротивление их включения меньше зависит от температуры. Более высокие рабочие температуры позволяют уменьшить размеры системы охлаждения, что в итоге приводит к снижению стоимости всего устройства. За счет низкого заряда базы обеспечивается меньший базовый ток при одинаковой частоте по сравнению с транзисторами других типов.

Высокие скорости переключения SiC MOSFET могут привести к возникновению шума и всплесков напряжения, как это показано на рисунке 1.

Рис. 1. Кривые напряжения и тока для SiC MOSFET

Рис. 1. Кривые напряжения и тока для SiC MOSFET

Для минимизации этих побочных эффектов необходимо тщательно проектировать печатную плату, содержащую SiC MOSFET-транзисторы, уменьшая влияния шумов и паразитных элементов и обеспечивая оптимальный режим работы драйвера транзистора.

Влияние паразитных элементов показано на рисунке 2.

Рис. 2. Схема SiC с учетом паразитных элементов

Рис. 2. Схема SiC с учетом паразитных элементов

Для снижения влияния паразитных элементов на цепи управления транзистора необходимо действовать с соблюдением следующих правил:

  • По возможности, уменьшать длину базовой петли (рисунок 3). Для оценки можно считать, что 1 мм дорожки печатной платы имеет емкость 1 нГн. Индуктивности в базовой петле могут привести к осцилляции VGS.
  • Развязывать цепи базовой и силовой петли. Это позволяет минимизировать влияние LS и снизить индуктивную нагрузку.
  • По возможности, располагать дорожки базовой петли и силовой петли перпендикулярно друг другу. Это позволяет снизить индуктивную связь.
  • Соблюдать другие общепринятые правила для силовых и высокочастотных цепей.

Рис. 3. Базовая петля на схеме включения SiC MOSFET

Рис. 3. Базовая петля на схеме включения SiC MOSFET

Данные по паразитным элементам приводятся в спецификациях устройств. Используя данные по отдельным компонентам, можно рассчитать суммарные величины. Например, для транзистора CoolSiC IMW120R045M1 производства компании Infineon, используя обозначения рисунка 2, можно рассчитать величины, приведенные в таблице 1.

Таблица 1. Суммарные паразитные емкости

Входная емкость, пФ Ciss = CGS + CGD 1900
Обратная переходная емкость (емкость Миллера), пФ Crss = CGD 115
Выходная емкость, пФ Coss = CGD + CDS 13

На рисунках 4, 5 и 6 приведены сравнения затворных, выходных и входных характеристик транзисторов CoolSiC IMW120R045M1 и IKW25N120H3 производства Infineon.

Как видно из рисунка 4, у транзистора SiC более крутое плато Миллера по сравнению с транзистором IGBT, соответственно, он обладает меньшей паразитной емкостью Миллера и лучшими динамическими свойствами.

Рис. 4. Типовые характеристики затвора

Рис. 4. Типовые характеристики затвора

Как видно из рисунка 5, при одинаковом токе нагрузки падение напряжения на транзисторе SiC более чем в полтора раза меньше, чем на транзисторе IGBT. Соответственно, устройство SiC обеспечивает меньшие потери мощности.

Рис. 5. Типовые выходные характеристики

Рис. 5. Типовые выходные характеристики

Особое влияние на работу устройства оказывает сопротивление цепи затвора. На рисунке 6 показаны зависимости скорости переключения и потерь на переключение от сопротивления цепи затвора для транзистора CoolSiC IMW120R045M1 производства компании Infineon.

Рис. 6. Типовые входные характеристики

Рис. 6. Типовые входные характеристики

Как видно из рисунка 7, время переключения и потери на переключение почти прямо пропорциональны сопротивлению цепи затвора. То есть, для обеспечения более высоких скоростей переключения и минимизации потерь энергии необходимо уменьшать сопротивление этой цепи.

Рис. 7. Зависимость скорости переключения и потерь на переключение от сопротивления цепи затвора

Рис. 7. Зависимость скорости переключения и потерь на переключение от сопротивления цепи затвора

На рисунке 8 показано, как сопротивление цепи затвора влияет на основные физические параметры устройства.

Рис. 8. Влияние сопротивления цепи затвора RG на основные физические параметры системы

Рис. 8. Влияние сопротивления цепи затвора RG на основные физические параметры системы

На данном рисунке:

  • td(on) – задержка включения;
  • td(off) – задержка выключения;
  • tf – время падения тока стока с 90% до 10%;
  • tr – время нарастания тока стока с 10% до 90%;
  • Eon и Eoff – потери на включение и выключение соответственно.

Общее сопротивление цепи затвора состоит из внутренней и внешней составляющих. Внутренняя составляющая зависит от используемого транзистора, внешняя – от величины и количества внешних резисторов. Существуют схемы с одним или двумя внешними резисторами в цепи затвора (рисунки 9 и 10).

Рис. 9. Типовая схема подключения драйвера транзистора SiC-MOSFET с одним внешним резистором в цепи затвора

Рис. 9. Типовая схема подключения драйвера транзистора SiC-MOSFET с одним внешним резистором в цепи затвора

Рис. 10. Типовая схема подключения драйвера транзистора SiC-MOSFET с двумя внешними резисторами в цепи затвора

Рис. 10. Типовая схема подключения драйвера транзистора SiC-MOSFET с двумя внешними резисторами в цепи затвора

Упрощенно схемы рисунков 9 и 10 можно представить эквивалентной схемой, изображенной на рисунке 11.

Рис. 11. Эквивалентная схема драйвера затвора

Рис. 11. Эквивалентная схема драйвера затвора

Для расчета величин эквивалентной схемы рисунка 11 используются формулы 1…3:

$$V_{Drive}=VCC2-VEE2\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

$$R_{G\_Total}=R_{DS(on)}+R_{G,ext}+R_{G,int}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

$$\tau = C_{iss}\times R_{G\_Total}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Для расчета VDrive можно использовать формулу 4:

$$V_{Drive} = i_{G}\times R_{G\_Total}+V_{C}\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Это уравнение является дифференциальным, где iG можно рассчитать по формуле 5:

$$i_{G}=C\times \frac{dV_{C}}{dt}\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Начальные условия: Vc(t=0)=0; t=0; e-t/τ=1, соответственно имеем:

$$i_{G}(t)=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total}}\times e^{-\frac{t}{\tau}} \Rightarrow V_{C}(t)=0 \Rightarrow I_{G\_max}=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total} }\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Начальные условия: Vc(t→∞)=VCC2; t→∞; e-t/τ=0, соответственно имеем:

$$i_{G}(t)=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total}}\times e^{-\frac{t}{\tau}} \Rightarrow V_{C}(t)=VCC2 \Rightarrow I_{G}(t)=0\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

На рисунке 12 показаны графики заряда входной емкости транзистора для двух вариантов внешнего сопротивления RG,ext – 0,8 и 4 Ома.

Рис. 12. Пример тока и напряжения затвора

Рис. 12. Пример тока и напряжения затвора

Критерии выбора микросхемы драйвера

Рассмотрим пример выбора драйвера для транзистора CoolSiC IMW120R045M1 производства компании Infineon. В таблице 2 приведена информация из спецификации на транзистор, необходимая для выбора драйвера.

Таблица 2. Фрагмент спецификации транзистора IMW120R045M1

Предельные значения
Параметр Символ Величина
Напряжение «сток-исток», В VDSS 1200
Ток стока для Rth(j-c,max) ограничен Tvjmax, VGS = 15 В, А TC = 25°C ID 52
TC = 100°C 36
Напряжение «затвор-исток» VGSS -10/+20*
* – Может быть использован биполярный драйвер затвора.

Выбор положительного и отрицательного напряжений на затворе влияет на срок службы устройства. Для обеспечения необходимого срока службы следует учитывать рекомендации, описанные в документе AN 2018-19.

Для выбора отрицательного напряжения на затворе воспользуемся графиком (рисунок 13) из AN 2018-19 для положительного напряжения на затворе VCC2 = 15 В, хотя транзистор IMW120R045M1 может работать и при напряжении VCC2 = 18 В.

Рис. 13. Выбор отрицательного напряжения на затворе по AN 2018-19

Рис. 13. Выбор отрицательного напряжения на затворе по AN 2018-19

Нормализованная частота переключения зависит от срока службы устройства и рассчитывается по формуле 8:

$$Nf_{SW}=\frac{Af_{SW}\times T_{S}\times OT}{10},\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

где:

  • NfSW – нормализованная частота переключения, кГц;
  • AfSW – фактическая частота переключения, кГц;
  • Ts – срок службы устройства, лет
  • OT – процент рабочего времени от общего, %

Таким образом, чем больше отрицательное напряжение, тем меньше нормализованная частота и, соответственно, срок службы устройства.

Согласно рисунку 13, для нормализованной частоты 100 кГц получается отрицательное напряжение VEE2 = -2,8 В. Однако допускается использовать более низкие напряжения. Минимальное напряжение VEE2 должно быть таким, чтобы сопротивление RDS(on) увеличивалось не более чем на 15% при номинальном токе и Tj = 125°C. В данном примере для обеспечения некоторого запаса прочности примем VEE2 = -2 В.

Внешний резистор RG,ext рассчитывается на основании формулы 9:

$$R_{G,ext}=\frac{V_{Drive}\times (t_{r}+t_{d(on)})}{Q_{Gate}},\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

где:

QGate определяется по рисунку 4;

  • tr = 24‧10-9 c и td(on) = 9‧10-9 c (значения берутся из спецификации на транзистор IMW120R045M1;
  • VDrive = VCC2 – VEE2 = 17 В;
  • QGate, согласно рисунку 4, принимаем равным примерно 60‧10-9 Кл.

Таким образом получаем RG,ext = 9,35 Ом ≈ 10 Ом.

Рассчитаем максимальный ток затвора по формуле 10 при RG,int = 4 Ом, RG,ext = 10 Ом, RDS(on) = 0 Ом:

$$R_{G\_Total}=R_{DS(on)}+R_{G,ext}+R_{G,int};\\V_{Drive}=VCC2-VEE2;\:I_{Gmax}=\frac{V_{Drive}}{R_{G\_Total}}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Так как расчет проводится в первый раз и величина RDS(on) неизвестна, она приравнивается к нулю.

Получаем IGmax ≈ 1,21 А.

Рассчитаем максимальную рассеиваемую мощность в цепи управления драйвера по формуле 11:

$$P_{vtot}=Q_{G}\times dV_{Drive}\times f_{SW},\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Pvtot = 0,102 Вт.

Важно выполнение условия:

Pvtot ≤ PDOUT,

где PDOUT – максимальная выходная мощность драйвера согласно спецификации.

На основании проведенных вычислений выбираем подходящий драйвер производства Infineon из таблицы 3.

Таблица 3. Рекомендуемый список драйверов для SiC MOSFET

Наименование, корпус Типовой пиковый управляющий ток, А VCC2-VEE2, В Типовая задержка распространения, нс Активное подавление эффекта Миллера Защита от короткого замыкания
1EDI20I12MF 3,5 20 ≤300 +
DSO-8 150mil
1EDC20H12AH 3,5 40 ≤125
DSO-8 300mil
1EDC60H12AH 9,4 40 ≤125
DSO-8 300mil
1EDC20I12MH 3,5 20 ≤300 +
DSO-8 300mil
1ED020I12-F2 2 28 ≤170 + +
DSO-16 300mil
2ED020I12-F2 2 28 ≤170 + +
DSO-36

Наиболее подходящим драйвером для примера, рассмотренного в этом разделе, является микросхема 1ED020I12-F2. 

Расчет элементов цепи выбранного драйвера

При расчете цепей драйвера важно учитывать все потери мощности, возникающие в схеме, как это показано на рисунке 14.

Рис. 14. Эквивалентная схема драйвера

Рис. 14. Эквивалентная схема драйвера

В зависимости от потерь мощности в цепи выбирается внешний резистор RG,ext. Расчет выполняется в несколько этапов. Общая потеря мощности на заряд/разряд затвора вычисляется по формуле 11.

Для оценки средней рассеиваемой мощности на резисторе RG,ext используется формула 12:

$$R_{H\_Tot}=R_{DS(on)\_H}+R_{G,ext}+R_{G,int};\\R_{L\_Tot}=R_{DS(on)\_L}+R_{G,ext}+R_{G,int};\\P_{vRG}=0.5\times P_{vtot}\times \left(\frac{R_{G,ext}}{R_{Htot}}+\frac{R_{G,ext}}{R_{Ltot}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Пиковая рассеиваемая мощность на резисторе RG,ext вычисляется по формулам 13 и 14:

$$P_{peak\_H\_tot}=\frac{dV_{DS}^2}{R_{Htot}};\:P_{RG,ext\_peak\_H}=P_{peak\_H\_tot}\times \frac{R_{G,ext}}{R_{Htot}}\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$
$$P_{peak\_L\_tot}=\frac{dV_{DS}^2}{R_{Ltot}};\:P_{RG,ext\_peak\_L}=P_{peak\_L\_tot}\times \frac{R_{G,ext}}{R_{Ltot}}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Для примера, рассмотренного в этой статье, ранее уже были вычислены следующие величины:

QG = 60 нКл;

  • RDS(on)_H = 0 Ом;
  • RDS(on)_L = 0 Ом;
  • RG,ext = 10 Ом;
  • RG,int = 4 Ом;
  • fSW = 100 кГц;
  • VDrive = 17 В.

Используя формулы 11…14, получаем результаты:

  • Pvtot = 0,102 Вт;
  • PvRG = 0,073 Вт;
  • Ppeak_H_tot = 14,74 Вт;
  • Ppeak_L_tot = 14,74 Вт.

Подобная процедура используется для расчета рассеиваемой мощности на всех компонентах.

Для резистора RG,ext средняя рассеиваемая мощность равна 0,073 Вт, тогда как пиковая рассеиваемая мощность – 14,74 Вт.

Для расчета рассеиваемой мощности можно также использовать специализированные пакеты моделирования, например, LT Spice.

Конвертируем емкость QG во входной конденсатор по формуле 15:

$$C_{1}=\frac{dQ_{G}}{dV_{Drive}}=\frac{60\cdot 10^{-9}C}{17\:В}=3.5\:нФ\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Получаем эквивалентную схему для пакета LT Spice (рисунок 15).

Рис. 15. Эквивалентная схема драйвера в пакете LT Spice

Рис. 15. Эквивалентная схема драйвера в пакете LT Spice

Результаты моделирования, показанные на рисунке 16, подтверждают расчеты, выполненные с помощью формул.

Рис. 16. Результат моделирования эквивалентной схемы драйвера в пакете LT Spice

Рис. 16. Результат моделирования эквивалентной схемы драйвера в пакете LT Spice

Для рассеивания средней мощности RG,ext 0,073 Вт подойдет практически любой резистор, даже типоразмера 0402. Однако для пиковой мощности 14,74 Вт нужен тщательный подбор типоразмера. Резистор типоразмера 0603 может выдержать краткосрочную нагрузку 100 Вт, но только при комнатной температуре. Поэтому для практических целей лучше использовать резисторы типоразмера 0805 или 1206, чтобы обеспечить запас по температуре и избежать других непредвиденных ситуаций.

Выбранный в примере драйвер 1ED020I12-F2 поддерживает защиту от короткого замыкания, поэтому важно рассчитать внешние резистор и конденсатор для этой цепи. Схема включения этих элементов показана на рисунке 17.

Рис. 17. Цепь защиты от короткого замыкания

Рис. 17. Цепь защиты от короткого замыкания

При расчете цепи защиты от короткого замыкания необходимо обращать внимание на следующие основные моменты:

  • внутренняя задержка драйвера от момента появления короткого замыкания до срабатывания цепи выключения достигает 430 нс;
  • цепь защиты от короткого замыкания может ложно срабатывать из-за паразитного влияния SiC MOSFET во время включения устройства;
  • время нечувствительности порядка 1 мкс позволяет избежать ложных срабатываний;
  • SiC MOSFET должен переключаться при VTrigger ≈ 4 В согласно спецификации устройства;
  • для подстройки момента срабатывания цепи защиты можно выбрать более высокий номинал резистора RDESAT, например, 10 кОм.

Для расчета величин рисунка 17 используются формулы 16 и 17:

$$V_{C\_DESAT}=I_{DESAT}\times R_{DESAT}+V_{F}+V_{Trigger}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

$$t_{DESAT}=C_{DESAT}\times \frac{V_{C\_DESAT}}{I_{DESAT}}\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

На рисунке 18 показаны временные характеристики процесса защиты от короткого замыкания.

Рис. 18. Временные характеристики процесса защиты от короткого замыкания

Рис. 18. Временные характеристики процесса защиты от короткого замыкания

Рассчитаем элементы цепи защиты от короткого замыкания. Рекомендуемое напряжение VTrigger для транзисторов SiC MOSFET – примерно 4 В.

Используя формулы, приведенные выше, рассчитаем сопротивление и емкость в цепи защиты по формулам 18 и 19:

$$R_{DESAT}=\frac{V_{C\_DESAT}-V_{Trigger}-V_{F}}{I_{DESAT}}=\frac{9\:В-4\:В-0.7\:В}{500\cdot 10^{-6}\:А}=8.6\:кОм\qquad{\mathrm{(}}{18}{\mathrm{)}}$$

$$C_{DESAT}=\frac{t_{DESAT}\times I_{DESAT}}{V_{C\_DESAT}}=\frac{1.5\cdot 10^{-6}\:с\times 500\cdot 10^{-6}\:А}{9\:В}\approx 83.3\:пФ\qquad{\mathrm{(}}{19}{\mathrm{)}}$$

При расчете емкости в данной цепи время tDESAT принимается равным 1,5 мкс. Выбирая окончательную величину емкости, необходимо учитывать, что диод D1 имеет некоторую емкость, например, 12 пФ, и даже соединительные дорожки и кабели могут в сумме иметь емкость несколько пФ. Поэтому величины этих емкостей вычитаются из значения, вычисленного по формуле 18. В результате получаем:

CDESAT ≤ 71 пФ

Величина tDESAT может варьироваться в некотором достаточно узком диапазоне. Для tDESAT = 1 мкс получаем CDESAT = 43 пФ, а для tDESAT = 2 мкс, CDESAT = 99 пФ.

Подведем итоги

Выбор правильного драйвера для SiC MOSFET-транзистора и расчет режима его работы – это всегда важная часть проектирования устройств на базе этих транзисторов. При проектировании особое внимание следует уделять таким параметрам как:

  • допустимые пределы напряжения «затвор-исток»;
  • величина порогового напряжения;
  • полярность управляющего напряжения: однополярное или двуполярное.

Чтобы избежать преждевременного выхода транзистора из строя, необходимо тщательно выбирать внешний резистор затвора.

Трассировка печатной платы также играет довольно большую роль в обеспечении правильного режима работы устройства.

Обобщенная последовательность шагов по проектированию цепей управления SiC MOSFET-транзистором показана на рисунке 19.

Рис. 19. Основные шаги проектирования

Рис. 19. Основные шаги проектирования

Заключение

В целом проектирование схемы драйвера транзистора SiC MOSFET аналогично расчету для транзисторов IGBT и MOSFET. Специалисты компании КОМПЭЛ всегда рады помочь выбрать правильные устройства и посоветовать оптимальные режимы работы для проектируемых приложений.

•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
1EDI20I12MFXUMA1 (INFIN)
1EDC20H12AHXUMA1 (INFIN)
1EDC60H12AHXUMA1 (INFIN)
1EDC20I12MHXUMA1 (INFIN)
1ED020I12FA2XUMA2 (INFIN)
2ED020I12FAXUMA2 (INFIN)