Бюджетный двухкаскадный светодиодный драйвер 52 Вт на основе микросхемы ICL5102

26 ноября 2020

телекоммуникациисветотехникауправление питаниемInfineonстатьяинтегральные микросхемыоптоэлектроникадискретные полупроводникиMOSFETAC-DCLEDККМуправление питанием

В статье представлена схема ICL5102 производства Infineon с коррекцией коэффициента мощности (ККМ) и LCC-преобразователем без обратной связи, обеспечивающая малый разброс светодиодного тока.

Микросхема ICL5102 производства Infineon Technologies является комбинированным контроллером для управления схемой коррекции коэффициента мощности (ККМ) и полумостовым LLC- или LCC-преобразователем. Превосходная оптимизация коэффициента нелинейных искажений в схеме ККМ делает эту микросхему идеальной для применения в светодиодном освещении, а запатентованная компанией Infineon технология драйвера управления MOSFET верхнего плеча на базе трансформатора без сердечника обеспечивает надежное управление полумостовой схемой на высокой рабочей частоте.

Давайте рассмотрим эффективный и недорогой светодиодный драйвер без диммирования с ККМ и LCC-преобразователем на основе ICL5102. Благодаря встроенному MOSFET-драйверу каскад LCC рассчитан на рабочую частоту до 250 кГц, что позволяет реализовать резонансный преобразователь с наименьшими затратами. В предлагаемой схеме управление осуществляется без обратной связи, что дополнительно снижает стоимость. Колебательный контур LCC спроектирован таким образом, чтобы обеспечить разброс светодиодного тока в пределах 10% в широком диапазоне температур и с учетом допусков по точности большинства компонентов, что очень важно при разработке устройства без обратной связи.

Также в статье представлены результаты экспериментальных испытаний демонстрационной платы драйвера мощностью 52 Вт и анализ разброса светодиодного тока.

Статья в первую очередь предназначена для технических специалистов, которые могут использовать демонстрационную плату с ICL5102 для своих применений и тестирования функциональности ICL5102. Материал также можно использовать в качестве справочного материала для разработки нового устройства на основе этой микросхемы.

Основные характеристики

Микросхема ICL5102 позволяет комбинировать управление в цепи ККМ и в полумостовом каскаде LLC или LCC. Высоковольтный вариант микросхемы ICL5102HV управляет напряжением до 980 В в полумостовой схеме, что сегодня на рынке является решением с самым высоким номинальным напряжением. Цоколевки микросхем ICL5102 и ICL5102HV представлены на рисунке 1. Благодаря запатентованной Infineon технологии преобразователя без сердечника MOSFET-драйвер верхнего плеча микросхем ICL5102 и ICL5102HV имеет высокую устойчивость к переходным процессам dU/dt и отрицательному пиковому напряжению в средней точке полумоста, а также имеет малые потери на высокой частоте.

Рис. 1. Цоколевки микросхем ICL5102 (а) и ICL5102HV (б)

Рис. 1. Цоколевки микросхем ICL5102 (а) и ICL5102HV (б)

Другие ключевые особенности микросхем:

  • интегрированный двухкаскадный комбинированный контроллер, уменьшающий количество внешних компонентов, что позволяет сократить их количество и оптимизирует форм-фактор конечного устройства;
  • контроллер ККМ с режимом граничного управления (Critical Conduction Mode, CrCM) и режимом прерывистых токов дросселя (Discontinuous Conduction Mode, DCM);
  • контроллер резонансного полумостового преобразователя с фиксированной или переменной частотой переключений;
  • максимальная частота переключений полумоста, составляющая 500 кГц, частота плавного пуска — до 1,3 МГц;
  • режим управления полумоста Burst mode (BM), обеспечивающий ограничение мощности, мощность в режиме ожидания – менее 300 мВт;
  • поддержка стандартных входных переменных напряжений;
  • высокий КПД;
  • оптимизация коэффициента нелинейных искажений, обеспечивающая гармонические искажения до 30% от номинальной нагрузки.

Система защит:

  • защита просадок напряжений на входе;
  • защита от перенапряжений в корректоре коэффициента мощности (Overvoltage Protection, OVP);
  • защита от перегрузки по току в корректоре коэффициента мощности (Overcurrent Protection, OCP);
  • защиты от перенапряжений, перегрузок по току и КЗ на выходе;
  • защита от перегрузки по мощности (Overpower Protection, OPP);
  • защита от емкостного режима полумостовой схемы;
  • защита от перегрева (Overtemperature Protection, OTP). 

Описание платы

Демонстрационная плата на основе ICL5102 мощностью 52 Вт была разработана для управления освещением без функции диммирования. Значение выходного тока можно задавать двухканальным переключателем на плате. Плата предназначена для входных переменных напряжений 198…264 В и диапазона напряжений светодиодной нагрузки 20…52 В. Функциональная схема платы показана на рисунке 2.

Рис. 2. Функциональная схема демонстрационной платы

Рис. 2. Функциональная схема демонстрационной платы

Особенности платы:

  • привлекательная цена за счет схемы LCC без обратной связи и резонансной индуктивности, интегрированной в LCC-преобразователь;
  • ограничение разброса светодиодного тока для широкого диапазона температур и для стандартных допусков по параметрам компонентов;
  • высокий КПД, достигаемый благодаря конструкции колебательного контура LCC для применений без диммирования;
  • высокая рабочая частота LCC.

Основные электрические характеристики платы представлены в таблице 1.

Таблица 1. Основные электрические характеристики платы

Параметр Обознач. Мин. Тип. Макс. Примечание
Входное переменное напряжение, В Vin.AC 198 220…230 256 Среднеквадратичное значение
Входная частота, Гц fin 47 63
Пусковой ток, А Iin.pk 36
Коэффициент нелинейных искажений, % КНИ (THD) 10 Во всем диапазоне нагрузки и входных напряжений
КПД, % η 92,5 При максимальной нагрузке
Напряжение светодиодной нагрузки, В VLED 20 52
Установка светодиодного тока 1, мА ILED.s1 1000 VLED = 20…52 В, -20…100°C
Разброс тока для первой установки, % ΔILED.S1 ± 10
Установка светодиодного тока 2, мА ILED.s2 880
Разброс тока для второй установки, % ΔILED.S2 ± 10
Установка светодиодного тока 3, мА ILED.s3 780 VLED = 26…52 В, -40…125°C
Разброс тока для третьей установки, % ΔILED.S3 ± 10
Частота LCC, кГц fLCC 160 270
Частота ККМ fPFC 15
Напряжение выключения при просадке, В VBO 180
Напряжение включения после просадки, В 195
ЭМС Соответствие EN 55015
Гармонические составляющие Соответствие EN 61000-3-2 class C

На рисунках 3 и 4 представлены фотография демонстрационной платы и трассировка печатной платы. Электрическая принципиальная схема доступна по ссылке на оригинал статьи. Плата является двухсторонней, на верхнем слое располагаются компоненты для сквозного монтажа. Толщина медных проводников составляет 70 мкм.

Рис. 3. Изображение демонстрационной платы

Рис. 3. Изображение демонстрационной платы

Рис. 4. Печатная плата: а) расположение компонентов и трассировка верхнего слоя, б) расположение компонентов и трассировка нижнего слоя

Рис. 4. Печатная плата: а) расположение компонентов и трассировка верхнего слоя, б) расположение компонентов и трассировка нижнего слоя

Электрические характеристики

Механическим переключателем на плате задается значение выходного тока. Главная задача платы – гарантировать разброс тока не более чем на 10% в широком диапазоне температур и напряжений светодиодной нагрузки при заданном разбросе параметров компонентов. Выбираемые рабочие токи показаны на рисунке 5.

Рис. 5. Рабочие токи при разных напряжениях светодиодной нагрузки

Рис. 5. Рабочие токи при разных напряжениях светодиодной нагрузки

Рассмотрим электрические характеристики платы, включая параметры схемы корректора коэффициента мощности и LCC-преобразователя, и произведем анализ разброса светодиодного тока.

КПД 

На рисунках 6 и 7 показаны изменения КПД при разных входных напряжениях и напряжениях светодиодной нагрузки. На рисунках 8 и 9 показаны изменения коэффициента мощности и КНИ при изменении напряжения светодиодной нагрузки. Рисунки 10 и 11 демонстрируют гармонические составляющие для двух значений выходного тока. Стоит отметить, что КПД при максимальной нагрузке и входном напряжении 230 В достигает 92,5%.

Рис. 6. КПД при различных входных напряжениях и напряжении светодиодной нагрузки 52 В

Рис. 6. КПД при различных входных напряжениях и напряжении светодиодной нагрузки 52 В

Рис. 7. КПД при 230 В на входе и изменении напряжения светодиодной нагрузки

Рис. 7. КПД при 230 В на входе и изменении напряжения светодиодной нагрузки

Рис. 8. Коэффициент мощности при изменении напряжения светодиодной нагрузки

Рис. 8. Коэффициент мощности при изменении напряжения светодиодной нагрузки

Рис. 9. Коэффициент нелинейных искажений при изменении напряжения светодиодной нагрузки

Рис. 9. Коэффициент нелинейных искажений при изменении напряжения светодиодной нагрузки

Рис. 10. Измерения гармонических составляющих для тока 1000 мА

Рис. 10. Измерения гармонических составляющих для тока 1000 мА

Рис. 11. Измерения гармонических составляющих для тока 780 мА

Рис. 11. Измерения гармонических составляющих для тока 780 мА

Стабильность светодиодного тока при изменении напряжения для трех установок выходного тока показана на рисунке 12. Измерения были проведены при комнатной температуре 23°C.

Рис. 12. Светодиодный ток при изменении напряжения светодиодной нагрузки

Рис. 12. Светодиодный ток при изменении напряжения светодиодной нагрузки

LED current vs LED voltage – Ток, в зависимости от напряжения светодиодной нагрузки

Запуск 

Рассмотрим поведение драйвера на запуске при разных входных напряжениях и нагрузках. Подтягивающие резисторы и конденсатор на питании выбраны таким образом, чтобы время старта в худшем случае было менее 500 мс (рисунок 13).

Рис. 13. Время старта при максимальной нагрузке: а) при 264 В; б) при 198 В

Рис. 13. Время старта при максимальной нагрузке: а) при 264 В; б) при 198 В

Формы сигналов в схеме ККМ при запуске приведены на рисунке 14. При низком сетевом напряжении повышающий ток дросселя ограничивается, чтобы избежать его насыщения.

Рис. 14. ККМ при старте на 264 В (а) и 198 В (б)

Рис. 14. ККМ при старте на 264 В (а) и 198 В (б)

Рабочий режим 

Формы сигналов в схемах ККМ и LCC-преобразователя при изменении входного напряжения и напряжения светодиодной нагрузки для трех значений тока приведены на рисунках 15…18.

При входном напряжении 264 В и выходном токе 1000 мА схема ККМ работает в режиме граничного управления (CrCM) во всем диапазоне напряжений светодиодной нагрузки. Средняя рабочая частота LCC составляет около 190 кГц.

Рис. 15. Рабочий режим при входном напряжении 264 В и светодиодном токе 1000 мА

Рис. 15. Рабочий режим при входном напряжении 264 В и светодиодном токе 1000 мА

При входном напряжении 264 В и выходном токе 880 мА схема ККМ работает в режиме граничного управления (CrCM) в большей части диапазона напряжений светодиодной нагрузки. При напряжении светодиодной нагрузки 20 В схема ККМ работает в режиме прерывистых токов (DCM) с минимальной рабочей частотой 17 кГц (рисунок 16в).

Рис. 16. Рабочий режим при входном напряжении 264 В и светодиодном токе 880 мА

Рис. 16. Рабочий режим при входном напряжении 264 В и светодиодном токе 880 мА

При входном напряжении 264 В и выходном токе 780 мА схема ККМ работает в режиме граничного управления (CrCM) в большей части диапазона напряжений светодиодной нагрузки. При напряжениях светодиодной нагрузки 20 В и 23 В схема ККМ работает в режиме прерывистых токов (DCM), минимальная рабочая частота 16 кГц – при напряжении светодиодной нагрузки 20 В (рисунки 17в и 17г).

Рис. 17. Рабочий режим при входном напряжении 264 В и светодиодном токе 780 мА

Рис. 17. Рабочий режим при входном напряжении 264 В и светодиодном токе 780 мА

При входных напряжениях 230 и 198 В схема ККМ всегда работает в режиме граничного управления (CrCM) во всем диапазоне нагрузок (рисунок 18).

Рис. 18. Рабочий режим при 230 В (а, б, в) и 198 В (г, д, е)

Рис. 18. Рабочий режим при 230 В (а, б, в) и 198 В (г, д, е)

Рабочие частоты схемы ККМ при скачках сети и напряжениях светодиодной нагрузки 20 и 52 В представлены в таблицах 2 и 3.

Таблица 2. Значения частот схемы ККМ на сетевом пике при 20 В на светодиодной нагрузке

Значение выходного тока, мА Частота при входном напряжении 264 В, кГц Частота при входном напряжении 230 В, кГц Частота при входном напряжении 198 В, кГц
1000 42,9 78 83
880 17 (DCM) 84 91
780 16 (DCM) 90 98

Таблица 3. Значения частот на сетевом пике при 52 В на светодиодной нагрузке

Значение выходного тока, мА Частота при входном напряжении 264 В, кГц Частота при входном напряжении 230 В, кГц Частота при входном напряжении 198 В, кГц
1000 27 43 48
880 29 49 53
780 32 53 58

Рабочие частоты схемы LCC, измеренные при различных напряжениях, перечислены в таблице 4.

Таблица 4. Значения частот LCC при различных напряжениях и токах светодиодной нагрузки

Напряжение светодиодной нагрузки, В Частота при токе 1000 мА, кГц Частота при токе 880 мА, кГц Частота при токе 780 мА, кГц
52 171 228 244
20 194 256 265

Защита

Ниже представлены результаты тестирования защит от просадок напряжения и перенапряжений. На рисунке 19 показано включение защиты от пониженного напряжения, когда входное напряжение падает до 182 В, и восстановление работы при 196 В на входе.

Рис. 19. Защита от просадки напряжения

Рис. 19. Защита от просадки напряжения

На рисунке 20 показано перенапряжение OVP, когда светодиодная нагрузка с напряжением 52 В отключается и снова включается. Время автоматического восстановления составляет около 500 мс, после того как напряжение на выводе OVP достигает 2,5 В.

Рис. 20. Защита от выходных перенапряжений OVP

Рис. 20. Защита от выходных перенапряжений OVP

Анализ разброса светодиодного тока 

Управление без обратной связи позволяет снизить стоимость драйвера, поскольку при таком решении из схем исключаются дорогостоящие оптопары. Тем не менее, для обеспечения стабильного светового потока разброс тока должен быть ограничен.

Рис. 21. Прямая компенсация светодиодного тока с помощью цепи, чувствительной к напряжению светодиодной нагрузки

Рис. 21. Прямая компенсация светодиодного тока с помощью цепи, чувствительной к напряжению светодиодной нагрузки

Рабочая частота задается резисторами RBM и RRFx (рисунок 21), значит выходной ток будет зависеть от напряжения светодиодной нагрузки. Пунктирной кривой на рисунке 22 обозначена зависимость тока от напряжения на нагрузке. Как видим, колебания напряжения легко отклоняют светодиодный ток более чем на 10% даже без учета разброса параметров компонентов. С помощью цепи чувствительности к напряжению нагрузки (рисунок 21) можно реализовать прямую компенсацию тока, чтобы ограничить его зависимость от напряжения. В интегрированном LCC-преобразователе на плате используется двухсекционная катушка для обеспечения нужной индуктивности рассеяния. Для чувствительности к напряжению светодиодной нагрузки вспомогательная обмотка с изолированным проводом наматывается в секции с двумя вторичными обмотками и в секции с первичной обмоткой. D1, R1 и C1 (рисунок 21) образуют цепь для выпрямления переменного напряжения и гашения возможных колебаний из-за паразитных индуктивности и емкости. Дальше резисторы R2, R3 и R4 настраивают чувствительность частоты к изменениям напряжения светодиодной нагрузки. R2 в 18 раз больше R3 и R4, что рассчитывается из максимального напряжения светодиодной нагрузки и выбора соотношения витков между вторичной и вспомогательной обмотками. Значение ROVP значительно меньше, чем R2 и R3, оно подстраивается для правильного обнаружения перенапряжений (OVP).

Для исследования чувствительности тока к напряжению светодиодной нагрузки было проведено моделирование, в зависимости от значения RRD (здесь R2 = R3 = RRD). Для определенного тока частота fset устанавливается равной 160, 195 и 225 кГц с помощью механического переключателя сопротивлений RBM и RRFX. На рисунках 22 и 23 показаны результаты моделирования чувствительности для разных частот и значений RRD. Выводы моделирования следующие:

  • цепь чувствительности к напряжению светодиодной нагрузки может эффективно снизить влияние колебаний напряжения на светодиодный ток;
  • RRD = 11 кОм – наилучшее значение для стабилизации светодиодного тока во всех трех возможных установках тока. Если в применении достаточно одной установки тока, тогда оптимальное значение RRD может быть другим.

Рис. 22. Моделирование светодиодного тока для разных значений RRD и fset = 160 кГц

Рис. 22. Моделирование светодиодного тока для разных значений RRD и fset = 160 кГц

Рис. 23. Моделирование светодиодного тока для разных значений RRD при fset = 195 кГц (а) и fset = 225 кГц (б)

Рис. 23. Моделирование светодиодного тока для разных значений RRD при fset = 195 кГц (а) и fset = 225 кГц (б)

На рисунке 24 показаны результаты измерений, которые подтверждают результаты моделирования.

Рис. 24. Результаты измерений светодиодного тока при разных частотах

Рис. 24. Результаты измерений светодиодного тока при разных частотах

Таким образом, считая моделирование достоверным, можно использовать его для анализа разброса светодиодного тока при разбросе параметров основных компонентов. Стандартные допуски точности параметров основных компонентов перечислены в таблице 5. Моделирование основывается на предположении, что разброс параметров компонентов соответствует нормальному распределению.

Таблица 5. Допуски параметров компонентов, учитываемые в анализе методом Монте-Карло для разброса светодиодного тока

Компонент Допуск, % Стандартное
отклонение, σ
Примечания
Последовательный резонансный конденсатор Cs ±5 3 Пленочный конденсатор
Последовательная резонансная индуктивность Ls ±5, ±7, ±10 3 5% при использовании отдельной катушки;
10%, при использовании индуктивности рассеяния преобразователя в качестве резонансной
Параллельный резонансный конденсатор Cp’ ±5 3 Пленочный конденсатор
Резисторы ±1 3 SMD-резисторы
Частота, определяемая током вывода RF микросхемы ±5 4 Для частоты меньше 210 кГц
±7 4 Для частоты меньше 270 кГц и температуры -20°С
Напряжение шины (Bus на схеме) ±2 3 Учитывается резистивный делитель и допуски микросхемы

Для анализа индуктивность рассеяния преобразователя разделена на три группы: ±5%, ±7% и ±10%, где:

  • ±5% – это стандартный допуск индуктивности, когда отдельная катушка используется в качестве резонансной катушки индуктивности;
  • ±10% – стандартный допуск при использовании интегрированного LCC-преобразователя.

При точном проектировании LCC-преобразователя можно достичь уменьшения разброса индуктивности рассеяния (например, при целом количестве витков, что позволяет избежать отклонений индуктивности рассеяния из-за нецелых витков), поэтому в анализе был также учтен допуск ±7%. В исследовании 50 образцов интегрированных преобразователей были измерены и вычислены их средние индуктивности, максимальные и минимальные значения, а также разброс отклонений 3σ. В таблице 6 представлены статистические данные для 50 преобразователей, где допустимое отклонение 3 σ составляет 2,84% и 1,91% для двух вторичных обмоток. Все преобразователи были из одной партии.

Таблица 6. Статистические данные индуктивности рассеяния 50 образцов интегральных LCC-преобразователей

Параметр Вторичная обмотка 1 Вторичная обмотка 2
Средняя индуктивность рассеяния*, мкГн 443,8 435
Максимальная индуктивность, мкГн 453,9 443,3
Минимальная индуктивность, мкГн 429,2 427,3
Стандартное отклонение, мкГн 4,2 2,8
Допустимое отклонение 3σ**, % 2,84 1,91
* – Измерено для первичной обмотки при одной вторичной закороченной обмотке и другой открытой.
** – Вычислено как %, который составляет стандартное отклонение, умноженное на 3, от среднего значения: (4,2×3/443,8)×100%.

Колебательный контур LCC необходимо проектировать так, чтобы минимизировать разброс светодиодного тока при колебаниях частоты от микросхемы контроллера и сделать кривую зависимости усиления тока от частоты как можно более пологой. Для драйвера без функции диммирования задача упрощается, так как уменьшается диапазон изменения частот. Выбранные параметры колебательного контура LCC показаны в таблице 7.

Таблица 7. Параметры колебательного контура LCC

Параметр Значение
Последовательный резонансный конденсатор Cs, нФ 47
Последовательная резонансная индуктивность Ls, мкГн 440
Параллельный резонансный конденсатор Cp’, нФ 1,5

Чтобы исследовать весь заданный диапазон допусков, для каждого значения тока и каждой группы допусков Ls было выполнено 1600 прогонов моделирования методом Монте-Карло. Разброс значений светодиодного тока при фактических частотах LCC в полном диапазоне напряжения светодиодной нагрузки показаны на рисунке 25, допуски значений последовательной резонансной индуктивности определены как ±10%, ±7% и ±5% с отклонением 3 σ. Для тока 1000 мА частота LCC обычно ниже 210 кГц.

Рис. 25. Значения светодиодного тока в 1600 прогонах моделированием Монте-Карло при допусках компонентов, указанных в таблице 5

Рис. 25. Значения светодиодного тока в 1600 прогонах моделированием Монте-Карло при допусках компонентов, указанных в таблице 5

Разброс светодиодного тока с различными группами допусков последовательной индуктивности представлен в таблице 8. Результаты показывают, что при Ls = ±7% разброс светодиодного тока находится в пределах ±10%, определенных в спецификации.

Таблица 8. Анализ разброса светодиодного тока при трех установках тока и разных допусках последовательной индуктивности

Значение тока, мА Ls = ± 10% Ls = ± 7% Ls = ± 5%
1000* ± 11,2% ± 8,7% ± 7,3%
880 ± 11,8% ± 9,4% ± 7,9%
780** ± 13% ± 9,96% ± 9,2%
* Здесь разброс частоты микросхемы составляет ± 5%, так как частоты переключений ниже 210 кГц.
** При таком значении тока напряжение светодиодной нагрузки ниже 26 В.

На рисунке 26 показано смоделированное распределение светодиодного тока при трех значениях тока с учетом всех допусков компонентов, перечисленных в таблице 5.

Рис. 26. Смоделированное распределение светодиодного тока с Ls = ± 7% для значений тока: а) 1000 мА; б) 880 мА; в) 780 мА

Рис. 26. Смоделированное распределение светодиодного тока с Ls = ± 7% для значений тока: а) 1000 мА; б) 880 мА; в) 780 мА

Тепловые характеристики

На рисунке 27 показано инфракрасное изображение платы при комнатной температуре 23°C и естественной конвекции, когда на входе напряжение составляет 230 В и максимальная нагрузка на выходе равна 1000 мА/52 В.

Рис. 27. Тепловое изображение платы при комнатной температуре 23°C и естественной конвекции, входное напряжение - 230 В, ток и напряжение светодиодной нагрузки – 1000 мА и 52 В

Рис. 27. Тепловое изображение платы при комнатной температуре 23°C и естественной конвекции, входное напряжение — 230 В, ток и напряжение светодиодной нагрузки – 1000 мА и 52 В

На рисунке 28a показано тепловое изображение при той же нагрузке, при которой входное напряжение максимально и составляет 264 В. Повышающий MOSFET нагревается до 72,6°C. На рисунке 28б показано тепловое изображение при входном напряжении 264 В и светодиодной нагрузке 880 мА/23 В, но схема ККМ работает в режиме прерывистых токов (DCM).

Рис. 28. Тепловое изображение при температуре 23°C и естественной конвекции: входное напряжение максимально – 264 В

Рис. 28. Тепловое изображение при температуре 23°C и естественной конвекции: входное напряжение максимально – 264 В

В оригинале статьи показаны наведенные электромагнитные помехи при светодиодных нагрузках 1000 мА/52 В и 780 мА/26 В. В последнем случае ККМ работает в режиме прерывистых токов (DCM).

Там же вы можете ознакомиться со спецификациями магнитных компонентов, таких как синфазный фильтр электромагнитных помех (L10), повышающая индуктивность (L7), LCC-преобразователь (T300A), а также с перечнем компонентов.

Оригинал статьи

Перевела Софья Букреева по заказу АО КОМПЭЛ

•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
ICL5102XUMA2 (INFIN)
ICL5102HVXUMA1 (INFIN)
ICL5101XUMA1 (INFIN)
IPD60R180P7ATMA1 (INFIN)
IPD60R280P7ATMA1 (INFIN)
IPD60R360P7ATMA1 (INFIN)
IPD60R600P7ATMA1 (INFIN)
IPN60R360P7SATMA1 (INFIN)
IPN60R600P7SATMA1 (INFIN)
IPP60R160P7XKSA1 (INFIN)
IPP60R180P7XKSA1 (INFIN)