SiC MOSFET 1700 В как ключевой элемент вспомогательных источников питания

19 февраля

управление питаниемответственные применениялабораторные приборыWolfspeed (A Cree Company)статьядискретные полупроводникиMOSFETAC-DCSiC MOSFET

Александр Русу (г. Одесса)

Ключевыми особенностями высоковольтных SiC MOSFET Wolfspeed являются малое сопротивление канала в открытом состоянии и минимальное значение паразитных емкостей, что позволяет максимально снизить статические и динамические потери, и, соответственно, увеличить рабочую частоту преобразователей.

Сфера использования преобразователей электрической энергии за последние несколько десятилетий значительно расширилась благодаря появлению солнечных и ветряных электростанций, электро- и гибридных автомобилей, промышленных систем для хранения энергии, интеллектуальных автоматизированных устройств, роботов и других приложений. Наибольшее распространение среди источников вторичного питания получили устройства на основе импульсных методов преобразования, обеспечивающие, по сравнению с преобразователями на основе других методов, наилучшее сочетание КПД, удельной мощности и стоимости.

Современный импульсный преобразователь состоит из двух основных частей: силовой части и схемы управления (рисунок 1). Непосредственное преобразование электрической энергии происходит в силовой части, содержащей мощные реактивные элементы: трансформаторы, дроссели и конденсаторы. Ключевой особенностью импульсных методов является преобразование электрической энергии небольшими порциями с промежуточным накоплением в одном или нескольких реактивных элементах, поэтому в состав силовой части также входят мощные полупроводниковые приборы, выполняющие необходимые коммутации. В отличие от неуправляемых схем, например, диодных выпрямителей, в силовой части импульсного преобразователя как минимум один из полупроводниковых приборов обязательно должен быть управляемым, даже если регулировка выходного напряжения не предусматривается его функциональностью.

Рис. 1. Структурная схема импульсного преобразователя электрической энергии

Рис. 1. Структурная схема импульсного преобразователя электрической энергии

Наличие управляемых полупроводниковых приборов приводит к необходимости добавления дополнительных узлов: контроллера, отвечающего за формирование сигналов управления силовыми ключами, защиты силовой части, а также общего управления системой и драйверов, обеспечивающих согласование уровней всех сигналов. Кроме того, во время работы преобразователя в силовой части выделяется некоторое количество тепла, для удаления которого необходимо использовать системы охлаждения, в состав которых могут входить вентиляторы, также требующие энергии для своей работы.

Контроллеры импульсных преобразователей питаются стабильным напряжением, обычно не превышающим двадцати вольт. Поскольку в последнее время наблюдается переход на цифровые методы управления, то для питания этого узла все чаще выбирают одно из стандартных напряжений питания: 3,3 или 5 В.

Напряжение питания драйверов зависит от типа используемых полупроводниковых приборов. Для полевых транзисторов с логическими уровнями управления (LL MOSFET) оно может быть равно 3,3 или 5 В, для большинства кремниевых MOSFET и IGBT – 12…18 В, а вот для управления карбид-кремниевыми MOSFET или арсенид-галлиевыми HEMT может потребоваться двухполярное напряжение. Кроме того, затворы/эмиттеры транзисторов в силовой части могут иметь разные потенциалы, поэтому драйверы силовых ключей часто электрически изолируются от остальной схемы как по цепям питания, так и по цепям управления. Как правило, в силовой части мощных преобразователей используются специализированные (под конкретный тип транзисторов) модули, в состав которых уже входит отдельный изолированный источник питания. Поэтому на уровне системы драйверы обычно питаются от одной общей силовой шины с напряжением 12…15 В.

В системах охлаждения могут использоваться вентиляторы, рассчитанные на то напряжение питания, которое является наиболее удобным. В преобразователях небольшой мощности могут использоваться вентиляторы с рабочим напряжением 5 или 12 В, однако при большом количестве выделяемого тепла их производительность уже может оказаться недостаточной. В этом случае используют более мощные устройства с напряжением 24 В и выше.

Таким образом, для создания мощного вторичного источника питания необходим отдельный вспомогательный многоканальный источник питания (Auxiliary Power Supply) мощностью от 10 до 100 Вт, выходные каналы которого в общем случае должны быть изолированными как от входной силовой шины, так и друг от друга. Входное напряжение такого источника зависит как от мощности силовой части, так и от назначения преобразователя. В выпрямительных устройствах, рассчитанных на работу от промышленной сети, напряжение основной питающейся шины постоянного тока обычно находится в диапазоне 400…700 В, а для мощных солнечных инверторов или тяговых преобразователей электротранспорта оно может достигать 1000 В.

При столь больших величинах входных напряжений создание любого источника питания перестает быть тривиальной задачей, поэтому неудивительно, что многие ведущие производители электронных компонентов предлагают свои варианты решения этого вопроса. В данной статье речь пойдет о решениях для вспомогательных источников питания на базе SiC компонентов, предлагаемых компанией Wolfspeed.

Особенности построения вспомогательных источников питания

В общем случае многоканальный источник питания с гальванической развязкой входных и выходных цепей можно построить по любой схеме, содержащей индуктивные элементы с изолированными обмотками. В эту категорию автоматически попадают все схемы преобразователей, содержащие трансформаторы: прямоходовая (Forward), двухтактная (Push-Pull), полумостовая (Half-Bridge) и мостовая (Full-Bridge) (рисунок 2). Ключевой особенностью трансформаторных схем является потенциальная возможность уменьшения общих габаритов устройства, поскольку не предназначенные для накопления энергии трансформаторы имеют намного меньшие массу и габариты, чем дроссели при тех же уровнях преобразуемой мощности.

Однако для эффективного использования трансформаторов необходимо обеспечить их работу в режиме знакопеременного магнитного потока, что требует введения в преобразователи дополнительного инвертора, преобразующего постоянное напряжение питающей шины в переменное. В противном случае, как, например, в прямоходовом преобразователе, магнитопровод трансформатора будет использоваться неэффективно, и выигрыш в массе и габаритных размерах будет не столь ощутим.

Рис. 2. Схемы преобразователей с двойным преобразованием

Рис. 2. Схемы преобразователей с двойным преобразованием

Однако трансформатор имеет фиксированный коэффициент передачи, поэтому для стабилизации выходного напряжения необходимо использовать дополнительный LC-фильтр, фактически являющийся преобразователем понижающего типа. Из-за этого все названные выше схемы классифицируются как преобразователи с двойным преобразованием энергии: вначале происходит грубое изменение трансформатором величины входного напряжения (на величину коэффициента трансформации), а затем – точное регулирование с помощью понижающего преобразователя на основе дросселя. Наличие двух ступеней преобразования повышает сложность и стоимость преобразователя и, при малых мощностях, увеличивает размеры системы, поэтому схемы с двойным преобразованием в преобразователях постоянного напряжения малой мощности (до 100 Вт) обычно не используют.

К схемам с однократным преобразованием, содержащим всего один индуктивный элемент, относятся понижающая (Buck), повышающая (Boost), инвертирующая (Buck-Boost) и обратноходовая (FlyBack) (рисунок 3). Понижающий и повышающий преобразователи являются наиболее компактными. В этих схемах количество электрической энергии, проходящей через магнитное поле дросселя, зависит от разницы напряжений между входом и выходом: чем меньше выходное напряжение отличается от входного, тем меньшего размера может быть дроссель. Однако такой выигрыш обеспечивается исключительно за счет электрической связи между входом и выходом, поэтому ни повышающая, ни понижающая схема принципиально не могут обеспечить гальваническую развязку.

Инвертирующая и обратноходовая схема работают по одинаковым принципам и имеют одинаковые массогабаритные и энергетические характеристики. Основным недостатком этих схем являются значительные размеры накопительного дросселя, поскольку через его магнитное поле проходит вся преобразуемая энергия. Для работы инвертирующего преобразователя, содержащего дроссель с единственной обмоткой, необходимо, чтобы полярность выходного напряжения была противоположна полярности входного, поэтому эта схема также принципиально не может обеспечить гальваническую развязку. Обратноходовой преобразователь имеет дроссель с несколькими обмотками, из-за чего его обычно называют трансформатором. Это позволяет электрически разделить пути протекания тока, потребляемого от источника питания, и тока, отдаваемого в нагрузку. Кроме того, добавив в дроссель несколько вторичных обмоток, можно сделать данный источник питания многоканальным.

Рис. 3. Схемы преобразователей с однократным преобразованием

Рис. 3. Схемы преобразователей с однократным преобразованием

Таким образом, обратноходовая схема наилучшим образом подходит для создания многоканальных изолированных источников питания малой мощности, обеспечивая отличное сочетание размеров и стоимости. Эти преимущества сохраняются до мощности 100…150 Вт. При большей мощности размеры дросселя и конденсаторов в силовой части значительно возрастают, и преобразователи с двойным преобразованием, несмотря на повышенную сложность, оказываются меньше по размеру, легче и дешевле обратноходовых схем.

Особенности работы обратноходовых схем

В обратноходовом преобразователе каждый цикл преобразования состоит из двух этапов (рисунок 4). На первом этапе первичная обмотка дросселя через открытый транзистор VT1 подключена к входному конденсатору C1. За время, пока транзистор VT1 открыт, магнитный поток в дросселе L1, согласно закону Фарадея, изменяется на величину ΔФ1:

$$\Delta \Phi_{1}=\frac{1}{N_{1}}\cdot \int_{t_{НАЧ1}}^{t_{КОН1}}{u_{1}(t)dt}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}};$$

где u1(t) – напряжение, прикладываемое к первичной обмотке; tНАЧ1, tКОН1 – время, соответственно, начала и конца первого этапа преобразования; N1 – количество витков первичной обмотки.

Энергетическая емкость конденсатора С1 обычно намного больше энергетической емкости дросселя L1, поэтому можно считать, что напряжение на конденсаторе С1 на протяжении первого этапа постоянно и равно входному напряжению VIN (u1(t) = VIN = const). Это позволяет записать формулу (1) в виде:

$$\Delta \Phi_{1}=\frac{V_{IN}}{N_{1}}\cdot t_{1};\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

где t1 = tКОН1 – tНАЧ1 – длительность первого этапа преобразования.

Рис. 4. Принцип работы обратноходового преобразователя

Рис. 4. Принцип работы обратноходового преобразователя

На втором этапе транзистор VT1 закрыт, однако из-за наличия энергии в магнитопроводе дросселя на выводах его обмоток появляется ЭДС противоположной полярности. Это напряжение открывает диод VD1, в результате чего вторичная обмотка дросселя L1 оказывается подключенной к выходному конденсатору С2. В этом случае магнитный поток в дросселе изменяется на величину ΔФ2:

$$\Delta \Phi_{2}=\frac{1}{N_{2}}\cdot \int_{t_{НАЧ2}}^{t_{КОН2}}{u_{2}(t)dt}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}};$$

где u2(t) – напряжение, прикладываемое к вторичной обмотке; tНАЧ2, tКОН2 – время, соответственно, начала и конца второго этапа преобразования; N2 – количество витков вторичной обмотки.

Энергетическую емкость выходного конденсатора C2, так же как и входного, выбирают такой, чтобы за время второго этапа преобразования напряжение на нем не успевало сильно измениться. Поэтому обычно считают, что на протяжении второго этапа преобразования напряжение, прикладываемое к вторичной обмотке, постоянно и равно выходному напряжению VOUT (u2(t) = -VOUT = const). Это позволяет записать формулу (3) в виде:

$$\Delta \Phi_{2}=\frac{-V_{OUT}}{N_{2}}\cdot t_{2};\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где t2 = tКОН2 – tНАЧ2 – длительность второго этапа преобразования.

В квазиустановившемся режиме, когда в силовой части преобразователя закончились все переходные процессы, изменения магнитного потока в дросселе на первом и втором этапах преобразования должны быть одинаковы по значению и противоположны по знаку (ΔФ2 = -ΔФ1). В противном случае количество энергии в дросселе с каждым циклом преобразования будет увеличиваться, что рано или поздно приведет к выходу из строя силовой части. Это позволяет, приравняв формулы (2) и (4), получить уравнение для определения коэффициента передачи обратноходового преобразователя по напряжению:

$$V_{OUT}=V_{IN}\frac{N_{2}}{N_{1}}\cdot \frac{t_{1}}{t_{2}}\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Из формулы (5) видно, что регулировку выходного напряжения можно осуществить как изменением соотношения длительностей первого и второго этапов (t1/t2), так и изменением коэффициента трансформации дросселя (N2/N1).

Оценим величину коэффициента трансформации дросселя для обратноходового преобразователя, преобразующего входное напряжение VIN = 1000 В в выходное VOUT = 5 В. При этом примем, что длительность первого этапа преобразования в два раза меньше длительности второго (t1 = 0,5t2, t1/t2 = 0,5) (во всех режимах работы, кроме разрывного, это соответствует коэффициенту заполнения, равному D = t1/(t1 + t2) = 0,33):

$$\frac{N_{2}}{N_{1}}=\frac{V_{OUT}}{V_{IN}}\cdot \frac{1}{(t_{1}/t_{2})}=\frac{5}{1000}\cdot \frac{1}{0.5}=0.01\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

На первом этапе напряжение VIN, приложенное к первичной обмотке, трансформируется во вторичную обмотку, при этом полярность этого напряжения такова, что оно суммируется с выходным напряжением. Таким образом, на первом этапе к диоду VD1 прикладывается обратное напряжение величиной:

$$V_{VD1}=V_{OUT}+V_{IN}\frac{N_{2}}{N_{1}}=5+1000\cdot 0.01=15\:В\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

На втором этапе выходное напряжение, прикладываемое к вторичной обмотке, трансформируется в первичную (в некоторых методиках расчета это напряжение называют «отраженным» – Reflection Voltage). Таким образом, на втором этапе напряжение на закрытом транзисторе VT1 равно:

$$V_{VT1}=V_{IN}+V_{OUT}\frac{N_{1}}{N_{2}}=1000+\frac{5}{0.01}=1500\:В\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Как видно из формулы (8), при входном напряжении 1000 В и использовании дросселя с коэффициентом трансформации 1:100, на первичной стороне необходимо установить транзистор с максимально допустимым напряжением сток-исток не менее 1500 В. Уменьшить это значение можно путем уменьшения соотношения t1/t2 – в этом случае можно использовать дроссель с большим коэффициентом трансформации, что приведет к уменьшению «отраженного» напряжения. Однако увеличение коэффициента трансформации дросселя приведет к работе схемы с меньшим коэффициентом заполнения, что ухудшит диапазон регулирования выходного напряжения и увеличит скорости изменения тока в первичной цепи. Кроме того, увеличение коэффициента трансформации дросселя приведет к увеличению обратного напряжения на диоде, что при больших выходных напряжения, например, 48 В, уже может стать проблемой.

Ситуация усугубляется и наличием у обмоток дросселя индуктивности рассеяния. Если на вторичной стороне она не вызывает особых проблем, поскольку ее энергия через открытый диод VD1 может уйти в выходной конденсатор С2, то на первичной стороне энергия, запасенная в индуктивности рассеяния, в момент закрытия транзистора VT1 может вывести его из строя буквально за несколько циклов преобразования. Для предупреждения этого параллельно первичной обмотке подключают специальный ограничитель напряжения (снаббер), фиксирующий напряжение на ней на некотором уровне, предотвращая пробой транзистора (рисунок 5). Напряжение ограничения снаббера должно быть больше отраженного напряжения (VOUT⋅(N2/N1)), в противном случае снаббер станет дополнительным каналом нагрузки преобразователя, что ощутимо уменьшит его КПД. Таким образом, реальное напряжение на закрытом транзисторе оказывается, как минимум, на 5…10 процентов больше значения, полученного по формуле (8).

Рис. 5. Обратноходовой преобразователь со снаббером

Рис. 5. Обратноходовой преобразователь со снаббером

При больших значениях индуктивности первичной обмотки дросселя (а при больших входных напряжениях она не может быть малой) индуктивность рассеяния также увеличивается, что приводит к уменьшению КПД преобразователя за счет увеличения потерь в снаббере. Уменьшить эту величину можно путем рекуперации этой энергии во входной конденсатор С1, что и реализовано в двухтранзисторной обратноходовой схеме (рисунок 6). В этой схеме транзисторы VT1 и VT2 работают синхронно, при этом в момент их одновременного закрытия ток первичной обмотки через открытые диоды VD1 и VD2 замыкается через конденсатор С1, в результате чего основная часть энергии, накопленной в индуктивности рассеяния, не теряется в виде тепла, а возвращается в конденсатор С1.

Рис. 6. Двухтранзисторный обратноходовой преобразователь

Рис. 6. Двухтранзисторный обратноходовой преобразователь

Принцип работы и основные расчетные соотношения для двухтранзисторного обратноходового преобразователя – те же, что для классического однотранзисторного варианта, за исключением одного ограничения: выходное напряжение двухтранзисторной схемы должно удовлетворять условию:

$$V_{OUT} < V_{IN}\frac{N_{2}}{N_{1}}.\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Если условие (9) не выполняется, величина отраженного напряжения станет больше напряжения VIN, и энергия, накопленная в дросселе на первом этапе преобразования, вместо нагрузки будет через открытые диоды VD1 и VD2 возвращаться обратно в конденсатор С1.

На первичной стороне двухтранзисторного преобразователя сумма входного и отраженного напряжений прикладывается к двум последовательно соединенным транзисторам, что позволяет использовать в этой схеме приборы с меньшим максимально допустимым напряжением. Это свойство активно используется в обратноходовых преобразователях, построенных на основе кремниевых транзисторов, поскольку позволяет использовать в схемах, рассчитанных на напряжение 1000 В и выше, транзисторы с меньшим максимальным напряжением – 600…800 В, обладающие лучшими характеристиками по сравнению с более высоковольтными приборами. Тем не менее, наличие двух транзисторов, находящихся под разными потенциалами, значительно усложняет схемотехнику преобразователя, увеличивает стоимость устройства и уменьшает его КПД.

Высоковольтные транзисторы обратноходовых преобразователей

Как видно из расчетов, максимально допустимое напряжение «сток-исток» («коллектор-эмиттер») транзисторов, используемых на первичной стороне обратноходового преобразователя, особенно для классического однотранзиторного варианта, должно быть достаточно большим. До недавнего времени выбор транзисторов, способных выдержать столь высокое напряжение, был весьма ограничен. В обычных кремниевых MOSFET из-за малой ширины запрещенной зоны кремния необходимо увеличивать размеры проводящего канала, что приводит к увеличению его сопротивления в открытом состоянии. Кремниевые IGBT могут работать при высоких напряжениях и коммутировать значительные токи, однако их невысокие динамические характеристики не позволяют работать на больших частотах, что приводит к увеличению размеров индуктивных элементов и преобразователя в целом.

Ситуация в этой области значительно улучшилась после освоения карбид-кремниевых технологий. Большая ширина запрещенной зоны карбида кремния позволила значительно уменьшить физические размеры проводящего канала при сохранении высоких рабочих напряжений, что, в свою очередь, позволило создать высоковольтные MOSFET и диоды Шоттки с характеристиками, недостижимыми при использовании традиционных кремниевых кристаллов.

На сегодняшний день компания Wolfspeed (подразделение компании CREE), являющаяся одним из пионеров в области карбид-кремниевых технологий, освоила производство линейки высоковольтных MOSFET (таблица 1), использование которых в рассмотренных выше обратноходовых преобразователях позволяет улучшить практически все их технические и экономические характеристики.

Таблица 1. Характеристики высоковольтных MOSFET компании Wolfspeed

Модель Макс. напряжение «сток-исток», В Сопро-
тивление канала, мОм
Макс.
ток, А
Общий заряд затвора, нКл Выходная емкость, пФ Рассеива-
емая мощность, Вт
Макс.
температура кристалла, °С
Корпус
C2M1000170D 1700 1000 5 13 12 69 150 ТО-247-3
C2M1000170J 1700 1000 5,3 13 12 78 150 TO-263-7
C2M0045170D 1700 45 72 188 171 520 150 ТО-247-3
C2M0045170P 1700 45 72 188 171 520 150 ТО-247-4 Plus
C2M0080170P 1700 80 40 120 105 277 150 ТО-247-4 Plus

Ключевыми особенности данных транзисторов являются малое сопротивление канала в открытом состоянии и минимальное значение паразитных емкостей, что позволяет максимально снизить статические и динамические потери, и, соответственно, увеличить рабочую частоту преобразователей. В конечном итоге использование карбид-кремниевых транзисторов Wolfspeed позволит создавать компактные и высокоэффективные вспомогательные преобразователи с высоким значением удельной мощности и низким уровнем потерь.

Решения для вспомогательных источников питания от Wolfspeed

Для популяризации карбид-кремниевых технологий и увеличения скорости продвижения своих продуктов на рынке компания Wolfspeed разработала ряд опорных проектов, позволяющих значительно сократить время разработки вспомогательных источников питания для широкого спектра применений.

Одним из таких проектов является демонстрационная плата CRD-060DD12P – трехканальный вспомогательный источник питания с максимальной мощностью до 60 Вт (рисунок 7). Преобразователь построен по классической однотранзисторной обратноходовой схеме с RDC-снаббером. В качестве силового ключа на первичной стороне используется карбид-кремниевый MOSFET C2M1000170D с максимально допустимым напряжением «сток-исток» 1700 В, максимальным током стока 5 А и сопротивлением канала в открытом состоянии 1 Ом. Управление силовой частью и стабилизация выходных напряжений осуществляется с помощью контроллера UCC28C44D производства Texas Instruments.

Преобразователь имеет три выхода с напряжениями +12 В, +5 В и –12 В, из которых выход с напряжением +12 В электрически изолирован и от остальных выходов, и от первичной стороны. Каналы +5 В и –12 В электрически связаны между собой и изолированы от шины питания. Стабилизация напряжений осуществляется групповым способом, при этом в качестве сигнала обратной связи используется напряжение канала +12 В. В канале +5 В установлен дополнительный стабилизатор на основе биполярного транзистора, включенного по схеме эмиттерного повторителя.

Рис. 7. Внешний вид демонстрационной платы CRD-060DD12P

Рис. 7. Внешний вид демонстрационной платы CRD-060DD12P

Особенностью платы CRD-060DD12P является оптимизированная схема питания контроллера, позволяющая уменьшить общее энергопотребление преобразователя. Суть энергосберегающей технологии заключается в отключении гасящих резисторов R22…R25 (рисунок 8), с помощью которых в момент запуска платы подается питание на контроллер. Отключение резисторов происходит сразу после появления опорного напряжения VREF, наличие которого свидетельствует о достаточном уровне напряжения питания микросхемы.

Рис. 8. Схема цепи запуска контроллера демонстрационной платы CRD-060DD12P

Рис. 8. Схема цепи запуска контроллера демонстрационной платы CRD-060DD12P

Использование высоковольтного карбид-кремниевого транзистора с малым уровнем паразитных емкостей позволило увеличить входное напряжение до 1000 В и рабочую частоту до 75 кГц (таблица 2). Несмотря на это, общий КПД источника питания платы CRD-060DD12P превышает 83%, что является достаточно высоким показателем для данных схем.

Таблица 2. Основные характеристики демонстрационной платы CRD-060DD12P

Входное напряжение, В 200…1000 DC
Выходное напряжение, В +12 +5 –12
Выходной ток, А 4,5 0,5 0,25
Рабочая частота, кГц 75
КПД >83%

Для подтверждения эффективности карбид-кремниевых технологий компания Wolfspeed провела сравнительный анализ работы платы CRD-060DD12P при использовании в качестве ключей на первичной стороне транзисторов различных производителей. В тестировании были использованы карбид-кремниевые транзисторы C2M1000170D производства Wolfspeed, кремниевые MOSFET STW4N150 производства STMicroelectronics и кремниевые MOSFET 2SK2225 производства Renesas Electronics (таблица 3).

Таблица 3. Характеристики MOSFET, принимавших участие в тестировании

Транзистор C2M1000170D STW4N150 2SK2225
Полупроводник SiC Si Si
Максимальное напряжение «сток-исток», В 1700 1500 1500
Напряжение лавинного пробоя, В 1800
Максимальный ток стока (при 25°С), А 5 4 2
Сопротивление открытого канала (при 150°С), Ом 2 9 20
Выходная емкость, пФ 14 120 60
Максимальная температура кристалла, °С > 150 150 150
Корпус ТО-247 ТО-247, ТО-220 ТО-247

Результаты тестирования (рисунок 9) показали, что при использовании карбид-кремниевых транзисторов C2M1000170D КПД преобразователя оказался выше во всем диапазоне рабочих напряжений. Особенно заметной оказалась разница при низких входных напряжениях.

Рис. 9. Результаты измерений КПД платы CRD-060DD12P при использовании транзисторов различных производителей

Рис. 9. Результаты измерений КПД платы CRD-060DD12P при использовании транзисторов различных производителей

Увеличение КПД преобразователя обусловлено лучшими, чем у кремниевых аналогов, характеристиками карбид-кремниевых MOSFET, что привело к уменьшению статических и динамических потерь, и, как следствие, к меньшему разогреву транзисторов. Анализ термограмм плат (рисунок 10) показывает, что в самых жестких условиях – при максимальном входном напряжении и максимальной выходной мощности – температура карбид-кремниевого MOSFET не превышала 54°С даже при использовании радиатора с меньшей площадью. При этом температура кремниевых аналогов, работающих в том же режиме, достигала 60°С (STW4N150) и 99,9°С (2SK2225).

Рис. 10. Термограммы платы CRD-060DD12P при использовании транзисторов различных производителей (входное напряжение 1000 В, выходная мощность 60 Вт)

Рис. 10. Термограммы платы CRD-060DD12P при использовании транзисторов различных производителей (входное напряжение 1000 В, выходная мощность 60 Вт)

Еще одной демонстрационной платой вспомогательного источника питания с расширенным диапазоном входных напряжений является CRD-060DD17P-2 (рисунок 11). Преобразователь CRD-060DD17P-2 имеет два изолированных друг от друга и от входной питающей шины канала с напряжением 12 B. Максимальный выходной ток первого канала равен 4 А, второго – 0,1 А. Максимальная выходная мощность равна 48 Вт во всем диапазоне входных напряжений – от 300 до 1000 В постоянного тока.

Преобразователь построен по классической однотранзисторной схеме с использованием на первичной стороне карбид-кремниевого полевого транзистора C2M1000170J производства Wolfspeed. Управление преобразователем осуществляется контроллером UCC2844D производства Texas Instruments.

Рис. 11. Внешний вид демонстрационной платы CRD-060DD17P-2

Рис. 11. Внешний вид демонстрационной платы CRD-060DD17P-2

Электрические характеристики транзистора C2M1000170D, используемого в рассмотренной ранее плате CRD-060DD12P, и C2M1000170J, установленного в данном проекте, практически аналогичны (см. таблицу 1). Однако из-за использования корпуса TO-263-7 с меньшим тепловым сопротивлением максимальный ток и, соответственно, максимальная рассеиваемая мощность транзистора C2M1000170J несколько больше, чем у транзистора C2M1000170D, выпускаемого в корпусе TO-247-3. Кроме того, транзистор C2M1000170J имеет отдельный вывод истока для подключения драйвера, соединенный с кристаллом в точке Кельвина. Это уменьшает общую индуктивность в цепи управления, что приводит к более высокой скорости переключения и уменьшению динамических потерь.

Использование более эффективного корпуса позволяет в некоторых случаях отказаться от использования радиатора. В базовой версии проекта CRD-060DD17P-2 транзистор C2M1000170J установлен непосредственно на плате, а в качестве теплоотвода с двух сторон платы использованы печатные проводники общей площадью несколько квадратных сантиметров. Несмотря на малую площадь, этого вполне достаточно для отвода тепла, рассеиваемого на транзисторе.

Анализ термограмм платы CRD-060DD17P-2 (рисунок 12) показывает, что без использования дополнительного радиатора в самом жестком режиме (при максимальном входном напряжении и максимальной выходной мощности) температура корпуса транзистора не превышает 106°C. Следует отметить, что для карбид-кремниевых транзисторов максимальная температура ограничена не физическими свойствами полупроводника (карбид-кремниевые кристаллы могут работать при температурах до 600°C), а свойствами материалов, использованных при изготовлении корпуса. Поэтому данная температура является безопасной для кристалла и не приводит к какой-либо его деградации. Однако, если преобразователь предназначен для работы в жестких условиях, и его охлаждение может быть затруднено, можно использовать дополнительный специализированный (для данного типа корпуса и вида монтажа) радиатор (рисунок 13), позволяющий уменьшить температуру корпуса транзистора почти на 30°C (рисунок 12).

Рис. 12. Термограммы демонстрационной платы CRD-060DD17P-2 при 100% нагрузки

Рис. 12. Термограммы демонстрационной платы CRD-060DD17P-2 при 100% нагрузки

Рис. 13. Внешний вид радиатора для корпуса TO-263-7

Рис. 13. Внешний вид радиатора для корпуса TO-263-7

Для быстрого создания вспомогательных источников питания малой мощности можно использовать демонстрационную плату CRD15DD17P (рисунок 14), на которой реализован пример одноканального изолированного обратноходового преобразователя, собранного по классической однотранзисторной схеме с использованием уже известного транзистора C2M1000170J в корпусе TO-263-7.

Ключевой особенностью этого проекта является компактность – размеры платы всего 64 х 45 х 25 мм – и расширенный диапазон входных напряжений – от 300 до 1200 В постоянного тока. Кроме того, на плате установлен входной выпрямитель со сглаживающим фильтром, что позволяет подключать ее к однофазной сети переменного тока частотой 50/60 Гц с напряжением от 480 до 530 В. Преобразователь имеет единственный изолированный выходной канал со стабилизированным напряжением 12 В и максимальным выходным током до 1,3 А, что соответствует максимальной выходной мощности 15 Вт.

Рис. 14. Внешний вид демонстрационной платы CRD15DD17P

Рис. 14. Внешний вид демонстрационной платы CRD15DD17P

Высокое значение КПД преобразователя, достигаемое во многом за счет использования карбид-кремниевых транзисторов в специализированном корпусе TO-263-7, позволяет использовать данную схему при температуре окружающей среды до 50°C. При этом максимальная температура корпуса транзистора при работе на полной мощности и максимальном входном напряжении не превышает 120°C (рисунок 15).

Рис. 15. Термограммы демонстрационной платы CRD15DD17P при 100% нагрузки

Рис. 15. Термограммы демонстрационной платы CRD15DD17P при 100% нагрузки

Заключение

Использование карбид-кремниевых транзисторов позволяет улучшить параметры не только мощных источников питания. Как видно из данного обзора, использование новых полупроводниковых материалов во вспомогательных узлах также благотворно сказывается на их технических характеристиках, в первую очередь – на КПД и величине удельной мощности. Не возникает сомнений, что преобразователи, реализованные на карбид-кремниевых MOSFET, могут быть проще и эффективнее схем, собранных на традиционной кремниевой основе, даже несмотря на достаточно жесткие электрические и тепловые режимы работы. Однако внедрение любой новой технологии было бы невозможно без всесторонней информационной поддержки, поэтому очень важным моментом политики Wolfspeed является наличие готовых примеров использования выпускаемой продукции с полным комплектом конструкторской документации, доступной в любое время на официальном сайте компании.

•••

Наши информационные каналы

О компании WOLFSPEED (A Cree Company)

Компания Wolfspeed, входящая в структуру CREE Inc., является мировым лидером в производстве полупроводниковых кристаллов из карбида кремния (SiC) и приборов на их основе. Полевые транзисторы, диоды и другие полупроводниковые приборы на основе карбида кремния обладают рядом преимуществ по сравнению с аналогичными кремниевыми приборами. Среди них – рабочая температура кристалла до 600°С, высокое быстродействие, радиационная стойкость. В настоящее время Wolfspeed производит высоковольтные SiC ди ...читать далее

Товары
Наименование
C2M0045170D (CREE PWR)
C2M0045170P (CREE PWR)
C2M0080170P (CREE PWR)
C2M1000170D (CREE PWR)
C2M1000170D_ (CREE PWR)
C2M1000170J (CREE PWR)
C2M1000170J-TR (CREE PWR)
C3M0016120D (CREE PWR)
C3M0016120K (CREE PWR)
C3M0021120D (CREE PWR)
C3M0021120K (CREE PWR)
C3M0032120D (CREE PWR)
C3M0032120K (CREE PWR)
C3M0040120D (CREE PWR)
C3M0040120K (CREE PWR)
C3M0075120D (CREE PWR)
C3M0075120K (CREE PWR)
C3M0075120J (CREE PWR)
C3M0075120J-TR (CREE PWR)