Двунаправленный DC/DC-преобразователь 22 кВт на базе SiC MOSFET Wolfspeed

3 марта 2021

Александр Русу (г. Одесса)

Бортовая зарядная система электромобиля должна поддерживать передачу энергии в двух направлениях: из сети в аккумулятор (режим заряда) и из аккумулятора в сеть (режим генератора). Компания Wolfspeed предлагает для этого опорный проект – двунаправленный преобразователь постоянного напряжения мощностью 22 кВт на базе 1200 В карбид-кремниевых MOSFET собственного производства.

Из-за глобального экологического кризиса, вынуждающего уменьшать объемы использования органического топлива, количество транспорта на электрической тяге постоянно увеличивается. Благодаря использованию современных аккумуляторов запас хода электромобилей с каждым годом становится все больше, что делает их более привлекательными как для рядовых пользователей, так и для представителей бизнеса.

Однако увеличение емкости аккумуляторной батареи приводит к необходимости увеличения мощности зарядного устройства: в противном случае время заряда может оказаться недопустимо большим. Кроме того, современные электромобили рассматриваются и как аварийные источники энергии. В простейшем случае электромобиль может использоваться в качестве небольшой электростанции для питания домашних электроприборов, в более глобальном – как часть общей энергосистемы, позволяющей снизить уровень суточных колебаний энергопотребления.

Большинство электромобилей имеют на борту штатное зарядное устройство (On-Board Charging System, OBCM), позволяющее подключать его непосредственно к сети переменного тока с частотой 50/60 Гц (рисунок 1). Как правило, оно поддерживает несколько вариантов подключения. При однофазном подключении (чаще всего – к обычной электрической розетке) ток, потребляемый из сети, обычно не превышает 16 А, что ограничивает мощность заряда уровнем приблизительно 3 кВт. При такой мощности время заряда аккумулятора может достигать нескольких десятков часов, поэтому данный вариант используется обычно, когда рядом нет более мощных источников энергии.

Рис. 1. Бортовое зарядное устройство электромобиля

Наибольшая скорость заряда аккумулятора при использовании OBCM обеспечивается при трехфазном варианте подключения к сети. В этом случае максимальный ток каждой фазы может достигать 40 А, а общая потребляемая мощность – 20…25 кВт. При этом время полного заряда аккумулятора составляет несколько часов. Более быстрый заряд можно осуществить только постоянным током с помощью внешних зарядных устройств.

Кроме этого, OBCM может передавать мощность и в обратном направлении, формируя из постоянного напряжения аккумуляторной батареи переменное с частотой 50/60 Гц. В этом случае электромобиль выполняет функцию резервного источника энергии и может использоваться, например, для питания потребителей переменного тока при авариях или отсутствии промышленной сети.

Таким образом, бортовая зарядная система электромобиля должна быть многофункциональной и поддерживать передачу энергии в двух направлениях: из сети в аккумулятор (режим заряда) и из аккумулятора в сеть (режим генератора). Кроме этого, как и любой другой узел автомобиля, OBCM должна быть, по возможности, легкой, компактной и надежной, работать в широком диапазоне рабочих температур, иметь минимальный уровень тепловыделения, а также поддерживать работу с аккумуляторами, имеющими разные напряжения.

Очевидно, что создать устройство, одновременно отвечающее столь разным, порой взаимоисключающим, требованиям, является достаточно сложно технической задачей, и многие ведущие компании в сфере силовой электроники активно работают в этом направлении. Не является исключением и Wolfspeed, являющаяся подразделением одного из ведущих производителей электронных компонентов – компании CREE. В этой статье рассмотрены особенности реализации одного из узлов силовой части OBCM – двунаправленного преобразователя постоянного напряжения мощностью 22 кВт, предлагаемого компанией Wolfspeed в виде опорного проекта CRD-22DD12N (рисунок 2).

Рис. 2. Внешний вид опорного проекта CRD-22DD12N

Особенности построения силовой части преобразователя 

Современные зарядные станции электромобиля обычно состоят из двух ключевых узлов (рисунок 1): инвертора/выпрямителя (AC/DC), обеспечивающего преобразование рода тока, и изолированного преобразователя напряжения (Isolated DC/DC). Основное назначение преобразователя постоянного напряжения – обеспечить передачу энергии между аккумуляторной батареей с напряжением 200…800 В и промежуточной силовой шиной постоянного тока с напряжением 360…900 В (таблица 1). Конкретная величина напряжения аккумуляторной батареи зависит от модели электромобиля. А вот напряжение промежуточной силовой шины зависит от текущего режима работы: при работе от однофазной сети минимальное напряжение на выходе корректора коэффициента мощности, входящего в состав выпрямителя, может опускаться до 350 В, а при работе в трехфазном режиме оно обычно бывает не ниже 600 В.

Таблица 1. Основные параметры OBCM опорного проекта CRD-22DD12N

Существует достаточно большое количество схем преобразователей постоянного напряжения, позволяющих как передавать электрическую энергию в обоих направлениях, так и обеспечивать гальваническую развязку. Однако при столь высоких уровнях мощности наилучшие характеристики имеют преобразователи на основе мостовых схем, в которых электрическое разделение входных и выходных цепей обеспечивается с помощью трансформатора, работающего на высокой частоте.

Для передачи энергии в обоих направлениях необходимо чтобы силовые ключи по обе стороны были управляемыми. Использование в качестве силовых ключей только неуправляемых полупроводниковых диодов сразу же приведет к ограничению количества возможных направлений передачи энергии – сторона, где будут установлены лишь полупроводниковые диоды, сможет только принимать энергию из трансформатора без возможности ее передачи в обратном направлении. Таким образом, простейшая схема изолированного преобразователя постоянного напряжения состоит из двух мостовых инверторов/выпрямителей, расположенных, соответственно, на первичной и вторичной стороне, и трансформатора, связывающего входную и выходную цепи через свое магнитное поле (рисунок 3).

Рис. 3. Изолированный преобразователь постоянного напряжения на основе двух мостовых инверторов/выпрямителей

Поскольку трансформатор изменяет уровень напряжения только на фиксированную величину, равную соотношению количества витков первичной и вторичной обмоток, то для обеспечения возможности регулирования коэффициента передачи преобразователя, от чего зависит, в том числе, и направление передачи энергии, необходимо использовать еще, как минимум, один реактивный элемент – дроссель. Использование дросселя позволяет осуществлять плавную регулировку выходного напряжения путем изменения относительной длительности открытого состояния ключей (метод ШИМ).

Единственным преимуществом схемы, показанной на рисунке 3, является возможность изменения коэффициента передачи по напряжению в широких пределах. Однако использование ШИМ приводит к необходимости коммутации транзисторов в режиме жестких переключений, что в совокупности с высокими уровнями рабочих напряжений на первичной и вторичной стороне значительно увеличивает динамические потери и негативно сказывается на КПД преобразователя.

Для уменьшения динамических потерь можно формировать ШИМ-сигнал фазовым методом с переключением транзисторов при нуле напряжения. Это позволит несколько повысить КПД преобразователя, но только в относительно небольшом диапазоне мощностей. В целом, схема, показанная на рисунке 3, из-за работы транзисторов в режиме жестких переключений с большой скоростью изменения токов и напряжений не отличается ни высоким значением удельной мощности, ни малым уровнем электромагнитных помех.

Для улучшения характеристик преобразователя следует максимально использовать резонансные методы преобразования, в которых транзисторы включаются при нулевом напряжении (Zero Voltage Switching, ZVS), а выключаются при нулевом токе (Zero Current Switching, ZCS), что обеспечивает минимальные уровни динамических потерь и электромагнитных помех. Одной из таких схем являются LLC-преобразователи. Однако работа в резонансном режиме возможна лишь в достаточно узком диапазоне коэффициентов передачи, за пределами которого силовая часть КПД преобразователя ощутимо уменьшается.

Для расширения рабочего диапазона LLC-преобразователя на его входе или выходе устанавливается дополнительная ступень преобразования напряжения, поддерживающая основную схему в резонансном режиме (рисунок 4). При таком подходе основной преобразователь работает в области с наибольшим КПД и наименьшим уровнем электромагнитных помех. А если его диапазона регулирования не хватает для обеспечения требуемого коэффициента передачи, тогда активизируется дополнительный преобразователь, обеспечивающий регулировку напряжения «классическим» ШИМ-методом. В данной схеме дополнительный преобразователь также является двунаправленным, причем если электрическая энергия передается в одном направлении (в данной схеме – из сети в аккумулятор), то он обеспечивает понижение входного напряжения, а если в обратном направлении (из аккумулятора в сеть) – повышение выходного.

Рис. 4. Резонансный LLC-преобразователь с дополнительным звеном преобразования напряжения

Основным недостатком схемы, показанной на рисунке 4, является наличие дополнительного преобразователя, работающего в режиме жестких переключений, что негативно сказывается как на размерах и стоимости (дополнительные силовые элементы), так и на общем КПД системы (дополнительные потери). Однако если вспомнить, что корректор коэффициента мощности в составе входного (по отношению к точке подключения к сети) AC/DC-преобразователя (в терминологии Wolfspeed он называется AFE – Active Front End) фактически является преобразователем повышающего типа, тогда станет очевидно, что особой необходимости в этом звене нет.

В опорном проекте CRD-22DD12N преобразователь постоянного напряжения выполнен по схеме симметричного CLLC-преобразователя (рисунок 5), способного с высокой эффективностью и минимальными потерями передавать электрическую энергию в обоих направлениях. Поддержка резонансного режима при изменении коэффициента передачи, как и во многих аналогичных схемах, обеспечивается путем регулирования рабочей частоты. В случае, когда требуемый коэффициент передачи выходит за пределы регулирования, происходит изменение режима работы звена AFE, в результате чего напряжение промежуточной шины постоянного тока изменяется таким образом, чтобы преобразователь постоянного напряжения не выходил из режима резонанса.

Такой подход – с регулировкой напряжения промежуточной шины путем изменения коэффициента передачи AC/DC-преобразователя – позволил исключить из силовой части дополнительное звено преобразования напряжения, что, в конечном итоге, положительно отобразилось на всех характеристиках OBCM, в первую очередь – на величине удельной мощности, КПД и стоимости системы.

Рис. 5. Схема резонансного СLLC-преобразователя

Особенности выбора силовых полупроводниковых приборов 

В мощных зарядных устройствах входные и выходные напряжения могут достигать 1000 В, что требует использования в силовой части высоковольтных транзисторов. До недавнего времени единственными полупроводниковыми приборами, которые можно было использовать в подобных схемах, были кремниевые MOSFET и IGBT. Однако из-за малой ширины запрещенной зоны кремния характеристики этих полупроводниковых приборов не позволяют создавать на их основе преобразователи с высоким значением удельной мощности и КПД.

Одним из вариантов решения этой проблемы является использование низковольтных преобразователей, входы и выходы которых соединяются последовательно (рисунок 6). Это дает возможность использовать в силовой части 650-вольтовые кремниевые MOSFET, параметры которых позволяют создать устройства с относительно высоким значением КПД. Однако в два раза большее количество транзисторов, драйверов, а также необходимость равномерного распределения нагрузки между каналами негативно сказываются как на размерах, так и на стоимости конечного устройства.

Рис. 6. Схема двухкаскадного резонансного СLLC-преобразователя на основе кремниевых транзисторов с меньшим максимально допустимым напряжением

Гораздо лучшим решением данной задачи является использование в силовой части высоковольтных карбид-кремниевых MOSFET. Большая ширина запрещенной зоны карбида кремния позволяет создавать полевые транзисторы на кристаллах с меньшими геометрическими размерами, что благоприятно сказывается на всех параметрах этих полупроводниковых приборов, в первую очередь – на сопротивлении канала и величине паразитных емкостей.

Высокая скорость переключения и возможность работы в высоковольтных схемах  потребовали пересмотра даже конструкции корпусов карбид-кремниевых MOSFET. Например, классический трехвыводной корпус TO-247-3 уже не может обеспечить необходимую длину пути тока утечки между стоком и истоком, требуемую для некоторых приложений, а наличие дополнительной паразитной индуктивности в цепи истока увеличивает время перезаряда емкости затвора. В результате для карбид-кремниевых MOSFET были разработаны специальные корпуса: TO-247-4 (для монтажа в отверстия) и ТО-263-7 (для поверхностного монтажа) (рисунок 7). Отличительной особенностью новых корпусов является наличие отдельного вывода истока для подключения драйвера, соединенного с кристаллом транзистора в точке Кельвина. Это позволило снизить величину паразитной индуктивности в цепи затвора и ощутимо уменьшить величину потерь при переключении этих приборов.

Рис. 7. Зависимости величины динамических потерь для карбид-кремниевых MOSFET, изготовленных в разных корпусах

Несмотря на то, что корпус ТО-263-7 имеет меньшее тепловое сопротивление и меньшую величину паразитных индуктивностей, в опорном проекте CRD-22DD12N были использованы транзисторы в корпусах TO-247-4, что позволило значительно упростить систему охлаждения. В проекте CRD-22DD12N и на первичной, и на вторичной стороне были использованы 1200-вольтовые карбид кремниевые MOSFET C3M0032120K с сопротивлением канала 32 мОм и максимальным током стока 63 А.

Особенности работы CLLC-преобразователя

Ключевой особенностью резонансных CLLC-преобразователей является высокое значение КПД, достигаемое за счет включения силовых транзисторов при минимальном напряжении «сток-исток», что исключает разряд паразитной выходной емкости, и выключение при минимальном токе, что уменьшает количество тепла, выделяемое на кристалле, и уровень перенапряжений на стоке (рисунок 8). Формы токов в обмотках трансформатора при этом имеют практически синусоидальную форму, что уменьшает потери в индуктивных элементах за счет меньшего уровня высокочастотных гармоник. Кроме того, более низкая скорость изменения напряжений и токов в силовой части уменьшает уровень электромагнитных помех, создаваемых преобразователем.

Рис. 8. Диаграммы работы CLLC-преобразователя

Регулировка коэффициента передачи по напряжению осуществляется путем изменения рабочей частоты преобразователя. В опорном проекте CRD-22DD12N резонансная частота выбрана равной 200 кГц, а диапазон рабочих частот находится в интервале 135…250 кГц.

Ключевой особенностью предлагаемого CLLC-преобразователя является поддержка нескольких вариантов управления силовой частью. Наилучшие значений КПД достигаются в случае, когда напряжение аккумуляторной батареи находится в диапазоне 300…700 В (рисунок 9, участок B). В этом случае промежуточное напряжение устанавливается таким образом, чтобы преобразователь работал приблизительно на резонансной частоте с фиксированным коэффициентом передачи по напряжению. При более высоких напряжениях аккумулятора промежуточное напряжение устанавливается равным 900 В, а коэффициент передачи резонансного преобразователя увеличивается путем снижения рабочей частоты вплоть до 135 кГц (участок С). Если же напряжение аккумуляторной батареи меньше 300 В (участок A), тогда промежуточное напряжение устанавливается на уровне 380 В (при подключении к однофазной сети меньшее значение на выходе звена AFE установить проблематично), а коэффициент передачи CLLC-преобразователя уменьшается путем увеличения рабочей частоты до 250 кГц. Если же коэффициент передачи по напряжению на частоте 250 кГц все еще недостаточно мал, что происходит при очень низких напряжениях аккумулятора, тогда схема управления меняет алгоритм управления силовыми ключами, в результате чего силовая часть переходит в режим с регулировкой выходного напряжения классическим ШИМ-методом.

Рис. 9. Зависимость напряжения промежуточной шины постоянного тока от напряжения аккумулятора при его заряде от однофазной сети

При заряде аккумулятора от трехфазной сети выходное напряжение корректора коэффициента мощности звена AFE и, соответственно, промежуточное напряжение не могут опуститься ниже 650 В, что создает трудности при работе с аккумуляторными батареями, имеющими напряжение меньше 500 В. В этом случае используется динамическое конфигурирование моста на первичной стороне. При напряжениях аккумуляторной батареи выше 350 В алгоритм работы схемы управления такой же, как и при однофазном подключении (рисунок 10, участки D и E), за исключением того, что силовая часть выходит из резонанса при напряжении аккумуляторной батареи приблизительно равном 520 В. Если напряжение аккумулятора находится в диапазоне 350…520 В (участок С), тогда промежуточное напряжение удерживается на минимально возможном для трехфазной сети уровне 650 В, а регулировка коэффициента передачи преобразователя вначале осуществляется путем увеличения рабочей частоты до 250 кГц, а затем – путем перехода в режим регулирования коэффициента передачи методом ШИМ.

Рис. 10. Зависимость напряжения промежуточной шины постоянного тока от напряжения аккумулятора при заряде аккумулятора от трехфазной сети

При напряжениях аккумулятора ниже 350 В силовая часть на первичной стороне переключается из мостового режима работы в полумостовой, что достигается путем соответствующего включения транзисторов Q2 (постоянно выключен) и Q4 (постоянно включен) (рисунок 11). В этом случае силовая часть снова переходит в резонансный режим с фиксированным коэффициентом передачи, а подстройка под напряжение аккумулятора производится путем регулировки промежуточного напряжения звеном AFE (рисунок 10, участок B). При напряжении аккумулятора меньше 250 В промежуточное напряжение достигает свое минимального значения (650 В) и дальнейшее уменьшение коэффициента передачи преобразователя обеспечивается путем повышения рабочей частоты (участок A).

Рис. 11. CLLC-преобразователь при работе первичной стороны в режиме полумостового инвертора

При отдаче энергии из аккумулятора OBCM работает только в однофазном режиме. Однако для генерации синусоидального напряжения с действующим значением 220 В необходимо, чтобы промежуточное напряжение не превышало 750 В – иначе КПД звена AFE будет недопустимом малым. В этом случае при низких напряжениях аккумулятора (300…600 В) преобразователь постоянного напряжения работает в резонансном режиме с фиксированным коэффициентом передачи по напряжению, что приводит к установке промежуточного напряжения в диапазоне 350…750 В (рисунок 12, участок A). При более высоких напряжениях аккумулятора силовая часть на вторичной стороне переключается из мостового в полумостовой режим, что достигается путем соответствующего включения транзисторов Q5 (постоянно выключен) и Q7 (постоянно включен) (рисунок 13). В этом случае преобразователь продолжает работать на резонансной частоте, однако его коэффициент передачи уменьшается, в результате чего промежуточное напряжение снова возвращается в диапазон, при котором обеспечивается высокое значение КПД звена AFE (350…500 В) (рисунок 12, участок B).

Рис. 12. Зависимость напряжения промежуточной шины постоянного тока от напряжения аккумулятора в режиме генерации

Рис. 13. CLLC-преобразователь при работе вторичной стороны в режиме полумостового инвертора

Таким образом, использование плавающего промежуточного напряжения и динамического конфигурирования силовой части (мост/полумост) позволяет решить одну из основных проблем резонансных преобразователей – ограниченный диапазон изменения коэффициента передачи по напряжению. При этом, в отличие от схем с использованием предрегуляторов, в данном решении используется меньше каскадов преобразования напряжения, что положительно сказывается как на величине удельной мощности, так и на общем уровне КПД во всем рабочем диапазоне (рисунок 14).

Рис. 14. Результаты измерений КПД преобразователя при работе в различных режимах

Особенности силовой части CLLC-преобразователя

Кроме полупроводниковых приборов в силовой части CLLC-преобразователя присутствуют индуктивные элементы, от качества которых непосредственно зависят все ключевые характеристики системы. Основными критериями при расчете моточных изделий является поиск компромисса между их размерами и величиной потерь. Для повышения удельной мощности необходимо, чтобы индуктивные элементы были максимально компактными, что достигается путем повышения рабочей частоты, использования магнитных материалов с высоким значением максимальной индукции и увеличения плотности тока в обмотках. Однако значительный размах магнитной индукции приводит к увеличению потерь в магнитопроводе, а увеличение плотности тока приводит к разогреву обмоток. Кроме того, при малых размерах индуктивных элементов выделение значительного количества тепла в малом объеме может стать причиной их перегрева, поэтому при расчете рабочей температуры следует учитывать также и условия охлаждения.

Ситуация усугубляется наличием специфических проблем, связанных с процессами, происходящими в проводниковых и магнитных материалах при протекании токов высокой частоты. В магнитных материалах увеличение частоты изменения магнитного потока приводит к увеличению уровня вихревых токов. Еще более сложная картина наблюдается в обмотках, поскольку с ростом частоты увеличивается влияние поверхностного эффекта и эффекта близости (для многослойных обмоток) (рисунок 15). Кроме того, в дросселях на ферритовых сердечниках на величину перегрева части обмотки, расположенной в окрестности немагнитного зазора, оказывает влияние его краевой магнитный поток.

Рис. 15. Основные проблемы работы индуктивных элементов

Для магнитопроводов дросселей наиболее важным параметром является энергетическая емкость, поэтому они обычно имеют малое значение эквивалентной магнитной проницаемости при большой индукции насыщения. Чаше всего для магнитопроводов дросселей используют порошкообразные материалы с распределенным немагнитным зазором. Например, для дросселей корректоров коэффициента мощности звена AFE был использован материал KAM производства компании KDM, способный работать при большом уровне подмагничивания постоянным током и обладающий при этом небольшим уровнем потерь, а для резонансных дросселей преобразователя постоянного напряжения – NPA, обладающий наименьшим уровнем потерь (таблица 2).

Таблица 2. Характеристики порошковых магнитных материалов

Ключевым параметром магнитопроводов трансформаторов, не предназначенных для накопления энергии, является обеспечение максимально большого магнитного потока, позволяющего уменьшить количество витков, а значит – и размеры окна. Поэтому для них обычно выбирают материалы с высокой магнитной проницаемостью. На низких частотах для этого хорошо подходит трансформаторное железо, а на высоких – ферриты.

Анализ существующих ферритов (таблица 3) показывает, что одними из наилучших характеристик обладает материал 3C97, имеющий меньшие потери, большую индукцию насыщения и более широкий температурный диапазон. Однако из-за ограниченного количества магнитопроводов нужно размера в опорном проекте CRD-22DD12N для изготовления трансформаторов был выбран более доступный материал 3C95 производства компании Ferroxcube.

Таблица 3. Характеристики ферритов

Для уменьшения общих размеров устройства в опорном проекте CRD-22DD12N резонансный трансформатор был изготовлен из двух одинаковых частей, каждая из которых была намотана на магнитопроводе PQ6562. При этом на первичной стороне обмотки были соединены последовательно, а на вторичной – параллельно (рисунок 16). Поскольку соотношение витков первичной и вторичной обмоток каждого трансформатора равно 12:19, то общий коэффициент трансформации между первичной и вторичной стороной составил 24:19.

Рис. 16. Схема силовой части опорного проекта CRD-22DD12N

Для надежного управления карбид-кремниевыми MOSFET производства Wolfspeed необходимо подавать на их затворы двухполярное напряжение (рисунок 17). В этом случае при напряжениях питания драйвера +15/-4 В мгновенное значение напряжения между затвором и истоком может находиться в диапазоне -8…+19 В. Кроме того, истоки транзисторов в силовой части опорного проекта CRD-22DD12N находятся под разными потенциалами, в том числе и под опасным относительно земли, что требует изолирования их от центрального контроллера.

Рис. 17. Типовая диаграмма напряжения на затворе карбид-кремниевого MOSFET

На сегодняшний день существует три основных вида изолированных драйверов (рисунок 18), пригодных для управления MOSFET. Наибольшую электрическую прочность имеют оптические изоляторы, поскольку в них излучающий светодиод может располагаться на значительном расстоянии от фотоприемника. Однако микросхемы этого типа наиболее чувствительны к уровню электромагнитных помех. Кроме того, электрооптические приборы со временем деградируют, что может стать причиной отказа преобразователя. Изоляция с помощью индуктивных элементов хорошо себя зарекомендовала, однако эти микросхемы чувствительны к внешнему магнитному полю и имеют достаточно высокую стоимость. Поэтому в опорном проекте CRD-22DD12N были использованы более дешевые изоляторы UCC5350 производства Texas Instruments, с емкостной связью, обеспечивающей наименьшую задержку при передаче сигнала управления.

Рис. 18. Виды изолированных драйверов

Для питания выходного каскада каждого драйвера необходимо использовать отдельные изолированные каналы питания. В общем случае, питание всех драйверов можно осуществить от единственного источника питания с нужным количеством изолированных выходов. Однако такой подход внесет дополнительную емкость между узлами силовой части и значительно усложнит разводку печатной платы. Поэтому для питания драйверов обычно используют распределенный принцип питания, когда каждая микросхема питается от отдельного изолированного преобразователя, подключаемого к одной общей вспомогательной шине  питания с напряжением 12…18 B. При напряжении вспомогательной питающей шины 15 В для этой цели можно применить модули R15P21503D или QA15115R2, производства компаний, соответственно, RECOM и Mornsun, а при напряжении 12 В – R12P21503D производства RECOM (рисунок 19).

Рис. 19. Изолированные модули питания драйверов

Из-за высокой скорости переключения карбид-кремниевых MOSFET следует обращать особое внимание на расположение проводников печатной платы. Микросхемы драйвера необходимо располагать таким образом, чтобы минимизировать длину соединительных проводников и исключить появление магнитных антенн с большой площадью. Кроме того, для исключения влияния паразитных индуктивностей дорожек, блокировочные конденсаторы в цепи питания необходимо расположить как можно ближе к микросхеме, а дополнительный конденсатор между затвором и истоком – как можно ближе к выводам транзистора (рисунок 20).

Рис. 20. Пример расположения печатных проводников микросхемы драйвера

Расположение печатных проводников оказывает значительную роль не только на работу драйверов, но на характеристики всего преобразователя в целом. Все элементы опорного проекта CRD-22DD12N расположены на четырехслойной печатной плате, два слоя которой предназначены для расположения силовых проводников, четвертый слой – для проводников управления, а третий выполняет функцию защитного экрана (рисунок 21). При расположении компонентов следует внимательно продумывать пути протекания тока и формировать печатные проводники таким образом, чтобы наиболее чувствительные цепи располагались как можно дальше от точек с большой скоростью изменения напряжения, а токовые петли сигналов управления как можно меньше пересекались с токовыми петлями основных токов.

Рис. 21. Назначение слоев печатной платы опорного проекта CRD-22DD12N

При компоновке печатной платы особое внимание необходимо уделять величине паразитных емкостей. Особое внимание необходимо уделять тем точкам электрической схемы, в которых происходят резкие изменения потенциала, например, на выходе полумостовых звеньев. Результаты измерений паразитных емкостей при разных вариантах компоновки печатной платы показали, что только за счет оптимального размещения компонентов и дорожек печатной платы удалось уменьшить потери на 26 Вт, а КПД увеличить почти на 1% (рисунок 22).

Рис. 22. Результаты измерений паразитных емкостей при разных вариантах компоновки печатной платы

Общее управление преобразователем, в том числе и управление силовой частью, производится с помощью 32-разрядного двухъядерного микроконтроллера TMS320F28377D производства Texas Instruments. Для согласования уровней выходных сигналов микроконтроллера (3,3 В) до уровня, достаточного для управления драйверами (5 В), используются специализированные микросхемы MC74HCT50A производства Fairchild Semiconductor. В качестве опорного напряжения АЦП выбрано напряжение 3,3 В, формируемое отдельным стабилизатором (AZ431-2.5V) из напряжения +5 В. Общее питание платы управления осуществляется от стабилизированного источника питания с максимальным током 1 А и выходным напряжением +7 В, которое понижается до +5 В с помощью LDO-стабилизатора.

Заключение

Как видно из анализа опорного проекта CRD-22DD12N, карбид-кремниевые полупроводниковые MOSFET открывают совершенно новые возможности для построения широкого спектра импульсных преобразователей электрической энергии с характеристиками, недостижимыми при использовании традиционных кремниевых приборов. Однако для реализации этих возможностей необходимо использовать комплексный подход, поскольку даже незначительная ошибка на любом этапе разработки, начиная от выбора топологии и заканчивая правильной трассировкой проводников печатной платы, может свести на нет все преимущества этих полупроводниковых приборов.