Применение SiC MOSFET в высокочастотном силовом преобразователе 6,6 кВт с высокой удельной мощностью

28 января

управление питаниемуниверсальное применениеWolfspeedстатьядискретные полупроводникиMOSFETSiC MOSFET

Юэцюань Ху, Цзяньвень Шао, Тейк Сянг Онг (Wolfspeed)

Применение полупроводниковых приборов на основе карбида кремния (SiC) производства Wolfspeed в высокочастотном резонансном LLC‑преобразователе позволяет уменьшить на 50% массогабаритные показатели преобразователя и снизить на 30% потери мощности в магнитных компонентах. Максимальный КПД преобразователя с выходом 400 В/16 А на частоте 500 кГц при этом достигает 98,5%.

Высокий КПД и большая удельная мощность являются основными требованиями к импульсным источникам питания [1]. Разработка технологий и применение широкозонных (wide bandgap) полупроводников, таких как силовые полупроводниковые приборы на основе карбида кремния (SiC), стали перспективной заменой традиционным кремниевым (Si) полупроводниковым приборам в различных областях применения. Благодаря высочайшей скорости переключения и низким коммутационным потерям, а также малой зависимости величины сопротивления открытого канала (RDS_ON) от температуры, может быть достигнут более высокий КПД, большая удельная мощность, а также улучшена надежность и отказоустойчивость [2-5].

В статье описана работа SiC МОП-транзисторов (MOSFET) в преобразователе постоянного напряжения мощностью 6,6 кВт на частотах от 500 кГц до 1,5 МГц. Основными преимуществами работы на высоких частотах являются меньший размер трансформатора и фильтра электромагнитных помех. Уменьшению габаритов преобразователя способствует и то, что резонансная катушка индуктивности является частью трансформатора. По сравнению с традиционными преобразователями постоянного напряжения, работающими на частоте 100…200 кГц, схема, функционирующая на частоте 500 кГц, демонстрирует 50‑процентное уменьшение массогабаритных показателей электромагнитных компонентов LLC‑преобразователя с выходными параметрами 400 В/16 А при максимальном КПД около 98,5%. Благодаря использованию метода ZVS (Zero Voltage Switching), при котором отпирание транзистора происходит при нулевом напряжении, обеспечивается низкий уровень коммутационных помех, и SiC MOSFET могут надежно работать даже без отрицательного напряжения смещения, что снижает стоимость схемы управления. В данной работе приведены практические рекомендации по проектированию высокочастотного преобразователя, связанные с компоновкой печатной платы, выбором материала магнитопровода и воздушного зазора, характеристиками обмоточного провода, выбором резонансного конденсатора и т.д., а также результаты испытаний.

Моделирование высокочастотных LLC-преобразователей

С целью изучения производительности SiC MOSFET, а также факторов, влияющих на эффективность преобразователя, было выполнено моделирование с помощью LTspice. На рисунке 1 показана упрощенная принципиальная схема мостового LLC‑преобразователя постоянного напряжения. Благодаря управлению ключами первичной стороны методом ZVS при частоте коммутации 500 кГц и индуктивности намагничивания Lm = 30 мкГн расчетные потери мощности четырех ключей первичной стороны составляют суммарно 80,24 Вт (по 20,06 Вт на каждый), а общий КПД, с учетом потерь в диодах выходного выпрямителя, достигает 98,11%.

Рис. 1. Упрощенная схема резонансного LLC-преобразователя постоянного напряжения с диодным выходным выпрямителем

Рис. 1. Упрощенная схема резонансного LLC-преобразователя постоянного напряжения с диодным выходным выпрямителем

Большая величина индуктивности намагничивания Lm позволяет уменьшить ток намагничивания и снизить коммутационные потери ключей первичной стороны; с другой стороны, значение Lm также должно обеспечивать достаточный ток намагничивания для полного разряда емкостей «сток-исток» транзисторов и обеспечения включения ключей первичной стороны методом ZVS в течение времени задержки. Поэтому величина Lm должна удовлетворять соотношению [6]

$$L_{m}\leq \left(\frac{t_{d}}{16\cdot f_{s}\cdot C_{Total}} \right),\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где td – время задержки между двумя сигналами управления затворами верхнего и нижнего ключей, fs – частота коммутации, CTotal – общая емкость, состоящая из емкости «сток-исток» ключей первичной стороны, паразитной емкости печатной платы и приведенной емкости диодов вторичной стороны. Выражение (1) позволяет рассчитать оптимальное значение Lm для заданного времени задержки td и, соответственно, достичь высокого КПД при номинальном режиме работы схемы.

Конструктивные решения

Конструкция LLC-трансформатора

После расчета максимального значения индуктивности намагничивания с помощью соотношения (1), необходимо внимательно отнестись к выбору материала магнитопровода, расчету величины воздушного зазора и параметрам обмоточного провода для работы на высокой частоте. В противном случае возможны существенные потери мощности и, как следствие, выход из строя трансформатора из-за перегрева. В качестве материала магнитопровода, подходящего для высоких частот, был выбран P61 производства Acme, обладающий малыми потерями и широким выбором форм сердечников для применения в силовых преобразователях, работающих с частотой коммутации от 500 кГц до 1 МГц. Для первоначальных испытаний использовался сердечник PQ50/28. Как в первичной (Ø0,05 мм × 360 × 4), так и во вторичной (Ø0,05 мм × 3400 × 32 TIW) обмотках был применен высокочастотный обмоточный провод (литцендрат) с девятью витками в каждой обмотке. Для уменьшения потерь в меди, вызванных магнитным потоком рассеяния около воздушного зазора, вместо одного большого зазора были сделаны три рассредоточенных воздушных зазора, как показано на рисунке 2.

Рис. 2. Низкопрофильный трансформатор PQ50/28 P61 с индуктивностью рассеяния, используемой в качестве резонансной катушки индуктивности: (а) магнитопровод с рассредоточенными воздушными зазорами, (б) прототип экспериментального трансформатора

Рис. 2. Низкопрофильный трансформатор PQ50/28 P61 с индуктивностью рассеяния, используемой в качестве резонансной катушки индуктивности: (а) магнитопровод с рассредоточенными воздушными зазорами, (б) прототип экспериментального трансформатора

Компоновка печатной платы

В связи с наличием электромагнитных помех компоновка печатной платы играет решающую роль в обеспечении целостности сигнала, правильном функционировании и КПД схемы, что особенно важно при проектировании высокочастотных LLC-преобразователей. На рисунке 3 показаны паразитные емкости, присутствующие в двух вариантах экспериментальных печатных плат LLC-преобразователя. Первый вариант печатной платы был выполнена с большими медными площадками, предназначенными для снижения потерь мощности дорожек печатной платы и подавления магнитных полей токовых контуров, однако из-за больших зон перекрытия между различными слоями меди образовались большие паразитные емкости, приведенные в таблице 1. Второй вариант платы был сделан с площадками меньшего размера и, соответственно, меньшей площадью перекрытия дорожек, что привело к значительному уменьшению паразитных емкостей. Паразитные емкости измерялись с помощью портативного измерителя LRC на пустой печатной плате (до установки деталей). В схеме LLC наличие больших паразитных емкостей параллельно ключам (CP1…CP4), обмоткам трансформатора (CP8…CP10) и между средними точками первичной стороны (CP11) приводят к нежелательному падению КПД. Как следует из данных, представленных в таблице 1, измеренное значение КПД снизилось на 0,8%, а потери мощности возросли на 26 Вт, что говорит о необходимости искать компромисс между снижением потерь в меди и паразитными эффектами.

Рис. 3. Паразитные емкости печатной платы

Рис. 3. Паразитные емкости печатной платы

Таблица 1. Измеренные паразитные емкости, пФ и сопоставление показателей эффективности

Вариант печатной платы CP1 CP2 CP3 CP4 CP5 CP6 CP7 CP8 CP9 CP10 CP11 CP12 КПД, % Потери мощности, Вт
Вариант 1 315 390 343 420 4860 534 620 535 598 508 896 1385 95,71 141,57
Вариант 2 17 22 25 28 4731 528 816 589 575 11 13 308 96,50 115,50

Результаты экспериментов

На рисунке 4 показан прототип преобразователя, имеющий удельную мощность 7,8 Вт/см3, в котором в качестве ключей первичной стороны используются SiC MOSFET C3M0060065D (60 мОм/650 В) в корпусах TO‑247‑3, а в выходном выпрямителе – SiC-диоды C6D10065A (10 A/650 В) в корпусах ТО 220. Благодаря работе преобразователя на высокой частоте, индуктивность рассеяния (1 мкГн) основного трансформатора использовалась в качестве резонансной индуктивности без необходимости применения внешней катушки индуктивности. В качестве драйвера, формирующего сигналы управления затворами, применена плата DSP TMDSCNCD280049C производства Texas Instruments, способная работать как в разомкнутом, так и замкнутом контурах регулирования выходного напряжения. Питание системы управления и драйверов затворов выполнено на базе вспомогательного источника питания CRD‑15DD17P производства Wolfspeed.

Рис. 4. Внешний вид прототипа высокочастотного LLC-преобразователя

Рис. 4. Внешний вид прототипа высокочастотного LLC-преобразователя

Зависимость измеренного значения КПД от частоты коммутации при выходных параметрах преобразователя 400 В/16 А показана на рисунке 5. Нетрудно видеть, что оптимальное значение частоты коммутации находится в диапазоне от 500 до 650 кГц, где величина КПД практически не уменьшается. С ростом частоты коммутации наблюдается снижение КПД, вызванное в основном увеличением частотно-зависимых потерь в меди и магнитопроводе LLC-трансформатора [7]…[9], а также ростом потерь на дорожках печатной платы. Измеренные потери мощности драйвера затвора в диапазоне частот коммутации от 500 кГц до 1 МГц увеличиваются на 2,2 Вт, при этом потери мощности каждого MOSFET возрастают на 3,5 Вт (с 20,06 Вт, полученных при моделировании, до 23,56 Вт). Представленные на рисунке 6 графики зависимости КПД от выходной мощности при работе без обратной связи свидетельствуют о том, что максимальный КПД около 98,5% достигается при половинной нагрузке около 3 кВт. Приведенные на рисунке 7 осциллограммы демонстрируют формы сигналов «затвор-исток» и «сток-исток» верхнего ключа первичной стороны преобразователя, а также временную диаграмму резонансного тока при частоте 550 кГц и напряжении на входе 400 В.

Рис. 5. Зависимость КПД от частоты коммутации

Рис. 5. Зависимость КПД от частоты коммутации

Рис. 6. Зависимость КПД от выходной мощности для SiC-транзисторов

Рис. 6. Зависимость КПД от выходной мощности для SiC-транзисторов

Рис. 7. Осциллограммы напряжения «затвор-исток» (желтая кривая, 10 В/дел), напряжения «сток-исток» (зеленая кривая, 100 В/дел) и ток первичной обмотки (красная кривая, 25 А/дел) при частоте коммутации 500 кГц с временной шкалой 500 нс/дел

Рис. 7. Осциллограммы напряжения «затвор-исток» (желтая кривая, 10 В/дел), напряжения «сток-исток» (зеленая кривая, 100 В/дел) и ток первичной обмотки (красная кривая, 25 А/дел) при частоте коммутации 500 кГц с временной шкалой 500 нс/дел

В рамках данной работы также были проведены сравнительные испытания силовых полупроводниковых приборов на основе кремния IPW60R70CFD7 (57 мОм/600 В) производства Infineon, используемых в качестве ключей первичной стороны. По сравнению с MOSFET на базе кремния, транзистор на основе SiC C3M0060065D производства Wolfspeed показал существенно меньший рост сопротивления открытого канала при повышении температуры перехода. Графики зависимости сопротивления открытого канала от температуры, представленные на рисунке 8, демонстрируют различие между этими двумя полупроводниками: для SiC-транзистора относительное сопротивление открытого канала составляет 1,3 при 150°C, а для Si достигает 2,3. Показанный на рисунке 9 график зависимости КПД от выходной мощности также отображает различия данных силовых полупроводниковых приборов. Si‑транзистор имеет на 1% меньший КПД и при большом значении мощности, при одинаковом с SiC‑транзистором уровнем теплоотдачи, входит в состояние теплового пробоя, вызванного значительным увеличением сопротивления открытого канала с ростом температуры и, соответственно, большими коммутационными потерями.

Рис. 8. Зависимость относительного сопротивления открытого канала от температуры перехода: красная кривая – Si-транзистор, черная кривая – SiC-транзистор

Рис. 8. Зависимость относительного сопротивления открытого канала от температуры перехода: красная кривая – Si-транзистор, черная кривая – SiC-транзистор

Рис. 9. Зависимость КПД от выходной мощности для Si- и SiC-транзистора при частоте коммутации 550 кГц и входном напряжении 390 В

Рис. 9. Зависимость КПД от выходной мощности для Si- и SiC-транзистора при частоте коммутации 550 кГц и входном напряжении 390 В

Для предотвращения ложных включений быстродействующих ключей мостовых и полумостовых преобразователей из-за коммутационных помех, возникающих вследствие высокой скорости нарастания напряжения dV/dt, часто рекомендуют при запирании полевых МОП-транзисторов задавать на выходе драйвера затвора отрицательное напряжение (-3…4 В для C3M006065D). Однако, в схеме LLC все ключи открываются при нулевом напряжении с плавным переходом, поэтому величина dV/dt намного ниже и серьезных коммутационных помех не наблюдается. Соответственно, с целью снижения сложности и стоимости можно отказаться от формирования в схеме драйвера отрицательного напряжения. Представленные на рисунке 10 осциллограммы, демонстрируют отсутствие аномалий в форме сигнала на выходе драйвера затвора, в котором отсутствует отрицательное напряжение, а графики, изображенные на рисунке 11, свидетельствуют о том, что КПД данной схемы не имеет существенных отличий.

Рис. 10. Осциллограммы напряжения «затвор-исток» (желтая кривая, 10 В/дел), напряжения «сток-исток» (зеленая кривая, 100 В/дел) и ток первичной обмотки (красная кривая, 25 А/дел) без отрицательного напряжения запирания MOSFET при частоте коммутации 500 кГц с временной шкалой 500 нс/дел

Рис. 10. Осциллограммы напряжения «затвор-исток» (желтая кривая, 10 В/дел), напряжения «сток-исток» (зеленая кривая, 100 В/дел) и ток первичной обмотки (красная кривая, 25 А/дел) без отрицательного напряжения запирания MOSFET при частоте коммутации 500 кГц с временной шкалой 500 нс/дел

Рис. 11. Зависимость КПД от выходной мощности при отрицательном напряжении драйвера и без него

Рис. 11. Зависимость КПД от выходной мощности при отрицательном напряжении драйвера и без него

Заключение

Представленный в данной работе резонансный LLC‑преобразователь постоянного тока на базе SiC MOSFET со встроенной электромагнитной системой был полностью протестирован в диапазоне частот от 500 кГц до 1,5 МГц. Результаты испытаний позволили сделать вывод о том, что для достижения высокого КПД преобразования решающее значение имеет тщательная компоновка печатной платы и конструкция трансформатора. Получено максимальное значение КПД более 98% при удельной мощности 7,8 Вт/см3. Результаты тестовых измерений КПД, наряду с осциллограммами сигналов, продемонстрировали превосходную производительность транзисторов на базе карбида кремния (SiC MOSFET), работающих на значительно более высоких частотах, нежели традиционные полупроводниковые приборы на основе кремния. Кроме того, результаты тестирования говорят о том, что в резонансной LLC‑топологии благодаря использованию метода ZVS и, соответственно, существенному уменьшению коммутационных помех, SiC MOSFET могут надежно работать даже без отрицательного напряжения на выходе драйверов при запирании силовых полупроводниковых приборов, что снижает сложность и стоимость системы управления. Таким образом, полупроводниковые приборы с широкой запрещенной зоной предоставляют больше возможностей для преобразования энергии с высоким КПД и большой удельной мощностью в различных применениях. В перспективе, для того, чтобы получить конструкцию преобразователя с еще более высокой удельной мощностью, планируется построение схемы на базе планарной электромагнитной системы с силовыми полупроводниковыми приборами в конструктивном исполнении для поверхностного монтажа.

Список использованных источников

  1. M. Paolucci, “Improving Power Density and Efficiency in Servers and Telecom,” Power Systems Design, Nov. 2015.
  2. R. Wang, P. Ning, Z. Wang, et al., “A High-Temperature SiC Three Phase AC-DC Converter Design for > 100 °C Ambient Temperature,” IEEE Trans. Power Electronics, vol. 28, no. 1, pp 55-572, Jan. 2013.
  3. L. Zhang, S. Guo, X. Li, et al., «Integrated SiC MOSFET Module with Ultralow Parasitic Inductance for Noise Free Ultrahigh Speed Switching,» in Wide Bandgap Power Devices and Applications (WiPDA), 2015 IEEE 3rd Workshop, pp.224-229, 2-4 Nov. 2015.
  4. J. W. Palmour, L. Cheng, V. Pala, et al., “Silicon Carbide Power MOSFETs: Breakthrough Performance from 900 V up to 15 kV,” in Power Semiconductor, pp.79–82, 15–19 June 2014.
  5. G. Wang, F. Wang, G. Magai, et al., “Performance Comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V 100A Silicon IGBT,” in 2013 IEEE ECCE, pp.3230-3234, 15–19 Sept. 2013.
  6. B. Lu, W. Liu, Y. Liang, et al., “Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter,” IEEE-APEC Proc., 2006, pp. 533-538.
  7. W. G. Hurley, E. Gath, and J. G. Breslin, “Optimizing the AC Resistance of Multilayer Transformer Windings with Arbitrary Current Waveforms,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp. 369-376, Vol. 15, No. 2, March 2000. 369–76.
  8. C. R. Sullivan, “Optimal Choice for Number of Strands in a Litz-Wire Transformer Winding,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp.283-291, Vol. 14, No. 2, March 19.

Оригинал статьи

Перевел Андрей Ушаков по заказу АО Компэл

•••

Наши информационные каналы

О компании WOLFSPEED

Компания Wolfspeed является мировым лидером в производстве полупроводниковых кристаллов из карбида кремния (SiC) и приборов на их основе. Полевые транзисторы, диоды и другие полупроводниковые приборы на основе карбида кремния обладают рядом преимуществ по сравнению с аналогичными кремниевыми приборами. Среди них – рабочая температура кристалла до 600°С, высокое быстродействие, радиационная стойкость. В настоящее время Wolfspeed производит высоковольтные SiC диоды, SiC MOSFET, SiC силовые моду ...читать далее

Товары
Наименование
C6D10065A (CREE PWR)
C6D08065A (CREE PWR)
C6D06065A (CREE PWR)
C6D04065A (CREE PWR)
C6D16065D (CREE PWR)
C6D20065D (CREE PWR)
C3M0060065D (CREE PWR)
C3M0060065K (CREE PWR)
C3M0045065D (CREE PWR)
C3M0045065K (CREE PWR)
C3M0025065D (CREE PWR)
C3M0025065K (CREE PWR)
C3M0015065D (CREE PWR)
C3M0015065K (CREE PWR)