Платформа силовых модулей WolfPACK ускоряет разработку преобразователей для быстрой зарядки электротранспорта

17 февраля

автомобильная электроникауправление питаниемWolfspeedстатьядискретные полупроводникиMOSFET

Блейк В. Нельсон (Wolfspeed)

Платформа модулей FM3, разработанная компанией Wolfspeed, упрощает проектирование силовых каскадов преобразователя, сокращая время разработки и стоимость устройств для быстрого заряда аккумуляторов электротранспорта.

Wolfspeed предлагает новое семейство корпусов, оптимизированных по стоимости и производительности, которые упрощают внедрение транзисторов на основе карбида кремния (SiC) MOSFET. Семейство модулей Wolfspeed WolfPACK использует стандартный для индустрии корпус (рисунок 1) и расположение контактов, что упрощает процесс разработки при переходе с IGBT модулей. В настоящее время доступны SiC-модули в конфигурациях “полумост” и “6x pack” (трехфазный инвертор/активный выпрямитель).

Рис. 1. Корпус модуля WolfPACK

Рис. 1. Корпус модуля WolfPACK

Традиционно особенностью конструкции подобных модулей является отсутсвие несущей металлической платы: тепло отводится напрямую от нижнего слоя металлизации керамической платы изоляции, которая является несущим элементом корпуса.  При этом обеспечивается также механическая совместимость корпуса с охладителями, используемыми с аналогичными IGBT-модулями

Быстрая зарядка электротранспорта

По мере того как электромобили (electric vehicles, EV) занимают все большую долю автомобильного рынка, спрос на решения для быстрого заряда в пути будет постоянно расти. Чтобы достичь соответствия времени зарядки EV времени заправки двигателя внутреннего сгорания, эти зарядные устройства должны наращивать мощностные характеристики. Для обеспечения высокой мощности без чрезмерного увеличения сечения кабелей требуется относительно высокое выходное напряжение. Сочетание этих требований к конструкции делает силовые модули SiC идеальным кандидатом при проектировании устройства быстрого заряда.

Рассмотрим ряд требований, которые соответствуют коммерческим/муниципальным реализациям быстрых зарядных устройств:

  1. Питание от трехфазного источника переменного тока;
  2. Гальваническая развязка (в целях безопасности);
  3. Выходная мощность свыше 60 кВт на ячейку преобразователя;
  4. Регулируемое постоянное напряжение на выходе до 800 В.

При выборе 60 кВт на ячейку преобразователя каждая ячейка способна на самостоятельную быструю зарядку автомобиля. Однако для достижения более высоких уровней мощности с целью еще более быстрой зарядки можно использовать параллельное включение нескольких ячеек.

Кроме того, обсуждаемые здесь составляющие элементы преобразователей предназначены для расширения до альтернативных систем. В целях максимального использования возможностей этих систем в требования к преобразователю была добавлена способность обеспечивать двунаправленную передачу энергии.

Проектные решения

Существует множество схемотехнических решений, которые могут быть использованы в разработке, удовлетворяющей требованиям к конструкции устройства быстрого заряда. Чтобы оценить потенциальные проектные решения, обобщенно рассмотрим некоторые варианты структурных схем.

Низкочастотный трансформатор

Традиционное решение для формирования регулируемого постоянного напряжения (рисунок 2) состоит в том, чтобы сначала понизить напряжение с помощью трансформатора 50/60 Гц, выпрямить его и, наконец, добавить регулируемый преобразователь (например, понижающий) для формирования постоянного напряжения на промежуточной шине. Несмотря на то, что КПД такой схемы может быть улучшен за счет использования активного выпрямителя (active front end, AFE), это не устраняет ее основной недостаток, заключающийся в том, что трансформатор 50/60 Гц мощностью 60 кВт имеет большой размер, высокую стоимость и значительные потери по сравнению с высокочастотным трансформатором.

Рис. 2. Структура с низкочастотным трансформатором

Рис. 2. Структура с низкочастотным трансформатором

Двухкаскадная структура

За счет использования изолированной топологии преобразователя с регулируемым выходным напряжением, из двухкаскадной структурной схемы исключен низкочастотный развязывающий трансформатор (рисунок 3). Как регулирование, так и гальваническая развязка осуществляется с помощью одного преобразователя, что позволяет отказаться от использования низкочастотного трансформатора и, соответственно, минимизировать общую сложность системы и количество активных полупроводниковых приборов.

Рис. 3. Двухкаскадная структура

Рис. 3. Двухкаскадная структура

Активный выпрямитель

Как правило, источники постоянного напряжения быстрых зарядных устройств получают питание от сети трехфазного переменного тока. На рисунке 4 показано типовое решение для создания шины постоянного тока на базе трехфазного двухполупериодного диодного выпрямителя.

Рис. 4. Пассивный трехфазный двухполупериодный выпрямитель

Рис. 4. Пассивный трехфазный двухполупериодный выпрямитель

Замена пассивных диодов активными компонентами, такими как MOSFET (рисунок 5) позволяет существенно повысить КПД преобразователя. Это связано с тем, что омические потери открытого канала транзистора (I2   RDS(on)) обычно ниже потерь, вызванных прямым падением напряжения на диодах (I    Vf). Кроме того, в сочетании с соответствующей схемой управления активные полупроводниковые приборы допускают двунаправленную передачу энергии, что весьма полезно в некоторых применениях.

Рис. 5. Активный трехфазный выпрямитель

Рис. 5. Активный трехфазный выпрямитель

В случаях, когда требуемая мощность/ток нагрузки выпрямителя превышают допустимую токовую нагрузку активных полупроводниковых приборов, для соответствия заданным требованиям применяют параллельное включение нескольких приборов. Однако, вместо этого целесообразно применить добавочное чередование стадий выпрямления (рисунок 6). Это связано с тем, что КПД выпрямителя может быть улучшен при аналогичной стоимости компонентов. В частности, чередование стадий выпрямления приводит к уменьшению пульсаций выпрямленного тока при заданных габаритах катушки индуктивности, улучшает коэффициент мощности преобразователя, а также может повысить отказоустойчивость. Приведенная выше схема показывает две чередующиеся фазы; однако при необходимости можно добавить больше фаз для достижения требуемой мощности преобразователя.

Рис. 6. Активный трехфазный выпрямитель с чередованием

Рис. 6. Активный трехфазный выпрямитель с чередованием

LLC-преобразователь

В приведенном примере двухкаскадной схемы (рисунок 7) предполагается использование резонансного LLC-преобразователя, хотя здесь возможно применение других схем, имеющих гальваническую развязку и обладающих возможностью регулирования выходных параметров например, полного моста с фазовым сдвигом между полумостами. LLC-преобразователь (получил свое название из-за конфигурации резонансного контура, содержащего две последовательно включенные индуктивности и емкость) обладает рядом преимуществ, таких как малое количество активных компонентов, возможность достижения режима переключения при нулевом напряжении (zero voltage switching, ZVS) и относительно простое управление. Кроме того, коэффициент трансформации трансформатора можно использовать для управления диапазоном выходного напряжения, доступным для преобразователя.

Рис. 7. LLC-преобразователь с диодным выходным выпрямителем

Рис. 7. LLC-преобразователь с диодным выходным выпрямителем

При работе преобразователя с ZVS наблюдается существенное снижение коммутационных потерь. Это вызвано тем, что потери на переключение активных полупроводниковых приборов коррелируют с запирающим напряжением в процессе коммутации. Поэтому преобразователи, подобные LLC, могут быть высокоэффективными.

На рисунке 8 показан LLC-преобразователь, модифицированный для использования активного выпрямления во вторичной цепи путем замены четырех диодов на MOSFET. Такая замена может способствовать повышению КПД за счет снижения потерь, вызванных прямым падением напряжения на диодах. Данная топология также позволяет обеспечить двунаправленную передачу энергии, как оговаривалось в общих целях проектирования этих преобразователей.

Рис. 8. LLC-преобразователь с активным выходным выпрямителем

Рис. 8. LLC-преобразователь с активным выходным выпрямителем

Следует отметить, что LLC-преобразователь также имеет некоторые недостатки. Они в первую очередь связаны с методом регулирования, который требует изменения частоты коммутации, а не управления скважностью, как в традиционных ШИМ-преобразователях. Одним из следствий этого является то, что нагрузка не может быть произвольной и должна учитываться при проектировании резонансного контура. На практике диапазон ограничения тока нагрузки может быть определен на этапе проектирования устройств быстрой зарядки, поэтому этот недостаток незначителен. Другим следствием регулирования частоты является влияние электромагнитных помех (electromagnetic interference, EMI). Если для преобразователей фиксированной частоты с целью эффективного подавления EMI вблизи частоты коммутации может быть разработан узкополосный фильтр, то в преобразователях переменной частоты требуются фильтры с более широким диапазоном подавления EMI. И наконец, LLC, как правило, будет иметь большую реактивную составляющую тока трансформатора, что увеличивает реактивную энергию. Реактивная мощность трансформатора может быть в три раза больше активной, что значительно увеличивает его габаритную мощность из-за необходимости передачи соответствующей реактивной энергии.

Трехкаскадная структура

Трехкаскадная структурная схема (рисунок 9) разделяет функции гальванической развязки и регулирования между двумя преобразователями, что увеличивает сложность системы в целом. Несмотря на это, трехкаскадная структура имеет несколько специфических преимуществ по сравнению со своим двухкаскадным аналогом: например, выбор каждого каскада преобразователя в ней может быть индивидуально оптимизирован. Наиболее важным преимуществом трехкаскадной структуры является наличие изолированной шины постоянного тока, которая может использоваться в качестве сетевого накопителя и буферизации нагрузки.

Рис. 9. Трехкаскадная структура

Рис. 9. Трехкаскадная структура

При проектировании быстрого зарядного устройства важным фактором является доступная пиковая мощность, потребляемая из сети. Если требуемая выходная мощность зарядного устройства превышает расчетную пиковую входную мощность системы, может потребоваться балансировка нагрузки с использованием связанного с сетью накопителя энергии (рисунок 10). Это позволяет медленно накапливать энергию между зарядными циклами и быстро отдавать ее при подключении внешней нагрузки. В таких вариантах емкость накопителя энергии весьма высока, поэтому могут потребоваться технологии, отличные от аккумуляторной батареи. Альтернативное использование этой структуры для управления короткими максимумами пиков может использовать меньшую емкость накопителя и сгладить общие требования к сети за счет снижения скорости изменения мощности, потребляемой из энергосистемы. Если схемы преобразователя, связанного с сетью, и изолирующего каскада позволяют обеспечить двунаправленную передачу энергии, этот сетевой накопитель также может использоваться операторами для удовлетворения пиковой загрузки сети, когда зарядное устройство не используется.

Рис. 10. Трехкаскадная структура с сетевым накопителем

Рис. 10. Трехкаскадная структура с сетевым накопителем

Изолированный преобразователь: Последовательно-резонансный преобразователь

LLC-преобразователь, представленный в двухкаскадной структурной схеме, можно модифицировать в изолированный последовательный резонансный преобразователь (series-resonant converter, SRC, рисунок 11), внеся изменения в систему управления. В SRC можно реализовать как ZVS, так и переключения с нулевым током (zero-current switching, ZCS), что полностью исключает коммутационные потери. Однако при поддержке как ZVS, так и ZCS выходные параметры преобразователя регулироваться не могут. Это вызывает необходимость использования третьей ступени регулирования постоянного напряжения, но, поскольку такая ступень уже была необходима для изолированного сетевого накопителя энергии, SRC оказывается соответствующим этой структуре. Для уменьшения потерь, связанных с проводимостью и обеспечения двунаправленный передачи энергии, во вторичной цепи применен активный выпрямитель.

Рис. 11. Схема последовательно-резонансного преобразователя

Рис. 11. Схема последовательно-резонансного преобразователя

Как было указано выше, основной недостаток SRC при поддержке как ZVS, так и ZCS состоит в невозможности регулирования выходных параметров. Однако, поскольку дополнительный преобразователь уже был необходим для регулирования выходных параметров при поддержке изолированной шины, единственное значение для структуры состоит в том, что для напряжения на изолированной шине должны быть предусмотрены широкие пределы изменения. Это следует учитывать при проектировании регулирующего преобразователя и элемента накопления энергии. Как видно из схемы, резонансный контур можно разделить — это может потребоваться по экономическим соображениям, если два меньших конденсатора и катушки индуктивности дешевле, чем один больший компонент.

Звено регулирования постоянного напряжения

Понижающий преобразователь (рисунок 12) представляет собой чрезвычайно простое решение для регулирования напряжения на выходе трехкаскадной структуры. При поддержании напряжения промежуточной шины постоянного тока больше выходного, регулирование может быть реализовано без необходимости повышения напряжения. Для минимизации потерь, вызванных прямым падением напряжения на диоде, в нижнем плече преобразователя вместо него используется активный ключ Q2. Этот ключ открывается асинхронно Q1 с задержкой, требуемой для предотвращения пробоя.

Рис. 12. Понижающий преобразователь

Рис. 12. Понижающий преобразователь

На представленной временной диаграмме (рисунок 13) показаны три режима работы понижающего преобразователя, которые определяются выходным током, протекающим через индуктивность нагрузки. Режим непрерывного тока (Continuous conduction mode, CCM) возникает, когда среднее значение выходного тока превышает величину пульсаций. Соответственно, режим прерывистого тока (Discontinuous conduction mode, DCM) имеет место при превышении тока пульсаций над средним значением, в результате чего ток через ключ нижнего плеча падает до нуля во время его активного периода. Граничный режим (Boundary conduction mode, BCM) соответствует критическому условию, при котором ток нижнего ключа достигает нулевого значения в конце периода коммутации.

Рис. 13. Режимы работы понижающего преобразователя

Рис. 13. Режимы работы понижающего преобразователя

Нанесенные на временную диаграмму примечания (рисунок 14) отмечают активное состояние ключей и переходные процессы, пренебрегая коммутационными интервалами. В моменты «A» ключ верхнего плеча открывается, и ток, обусловленный энергией, накопленной в катушке индуктивности, замыкается на нагрузку посредством открывания ключа нижнего плеча преобразователя. Аналогично, в конце периода коммутации, соответствующему точке «B», ключ нижнего плеча открывается, а ключ верхнего плеча закрывается. Было бы предпочтительно, чтобы момент «B» совпадал с моментом, когда ток ключа достигает нуля, так как это привело бы к режиму ZCS ключа Q1 с исключением потерь на его замыкание. Кроме того, возможно, даже более важно наличие режима ZCS ключа Q2, устраняющего обратное восстановление и связанный с ним выброс напряжения. Это обеспечивает весьма агрессивный процесс роста сопротивления во время запирания, который был бы недостижим в CCM из-за вышеупомянутого перенапряжения при восстановлении запирающих свойств диода. Таким образом, работа понижающего преобразователя в BCM может привести к очень высокой эффективности с одновременным снижением нагрузки на полупроводниковые приборы. Для поддержания BCM частоту коммутации можно регулировать в зависимости от тока нагрузки, так как BCM зависит от частоты коммутации, скважности и параметров нагрузки.

Рис. 14. Временная диаграмма с примечаниями

Рис. 14. Временная диаграмма с примечаниями

Из-за относительно высокого выходного тока устройства быстрого заряда мощностью 60 кВт (например, 150 А при 400 В постоянного тока), вероятно, потребуется параллельное включение нескольких транзисторов, что может быть достигнуто с помощью сильноточных силовых модулей. Вместо работы нескольких транзисторов в параллель можно чередовать дополнительные фазы преобразователя (рисунок 15), что позволяет поднять его производительность при одинаковой стоимости компонентов (хотя при этом требуется контроллер с большим количеством выходов управления затворами транзисторов). Чередуя несколько фаз понижающего преобразователя, можно уменьшить пульсации выходного тока, что полезно для компенсации относительно высоких пульсаций, характерных для работы в BCM. Кроме того, это позволяет уменьшить размеры фильтра и повысить коэффициент мощности преобразователей. И, наконец, отключая фазы при небольшой нагрузке, можно снизить коммутационные потери и, соответственно, повысить КПД устройства.

Рис. 15. Понижающий преобразователь с чередованием фаз

Рис. 15. Понижающий преобразователь с чередованием фаз

Как и в случае с LLC-преобразователем, управление частотой коммутации понижающего преобразователя увеличивает сложность конструкции фильтра электромагнитных помех. Однако одним из преимуществ понижающего преобразователя является то, что он получает питание от изолированной шины постоянного тока, что обеспечивает его электрическое отделение от сети и, по всей видимости, снижает требования к EMI-фильтру.

Влияние структуры на выбор магнитных систем

Дроссели фильтра AFE

Конструкция магнитной системы AFE относительно проста, так как преобразователю просто требуется соответствующая катушка индуктивности фильтра для поддержания приемлемой пульсации тока (более сложная задача определения требований к фильтру электромагнитных помех для всей системы в данном проекте не рассматривалась). AFE требуется одна катушки индуктивности на фазу, при этом для достижения хорошего компромисса между размерами катушки и конденсатора нужно обеспечить величину пульсаций на уровне 10…30% от значения максимального тока катушки индуктивности.

LLC -трансформатор

Конструкция трансформатора LLC-преобразователя является наиболее сложной задачей проектирования магнитной системы среди обсуждаемых здесь топологических схем преобразователей. Как упоминалось ранее, большая реактивная составляющая мощности, по всей вероятности, может сделать этот трансформатор больше, чем тот, который предназначен для SRC (хотя и намного меньше, чем трансформатор 50/60 Гц аналогичной номинальной мощности). Обсуждение процесса проектирования таких преобразователей с частотно-регулируемым резонансным контуром выходит за рамки данной работы, но по этой теме имеется достаточное количество источников.

Последовательно-резонансный трансформатор

Конструкция трансформатора для SRC несколько проще, чем трансформатора LLC. Отчасти это связано с симметричной конструкцией, отчасти – с тем, что нерегулируемый выход преобразователя упрощает требования к импедансу резонансного контура, а частично –  стем, что меньшая величина реактивной составляющей мощности снижает требования к размерам как обмоток, так и магнитопровода. Конструкция трансформаторов SRC требует минимизации индуктивности рассеяния, чтобы импеданс резонансного контура был относительно невелик по сравнению с полным сопротивлением нагрузки. Ток намагничивания должен быть достаточно большим, чтобы перезарядить выходную емкость транзисторов первичной и вторичной стороны, в противном случае ZVS и ZCS не будут поддерживаться и, соответственно, могут появиться коммутационные потери. В отличие от трансформатора LLC, реактивная мощность трансформатора SRC обычно должна примерно соответствовать активной мощности.

Катушки индуктивности фильтров понижающего преобразователя

Поскольку понижающий преобразователь работает в BCM, размер катушки индуктивности может быть определен исходя из необходимости того, чтобы ток пульсаций в два раза превышал среднее значение тока катушки. В первую очередь, необходимо рассчитать величину минимального выходного напряжения, допустимого для полной мощности, так как это будет определять значение максимального тока (например, 125 А при 400 В). Расчет может быть выполнен исходя из величины коэффициента заполнения импульсной последовательности, которая определяется как отношение выходного напряжения к входному, и приблизительного значения частоты коммутации, которая может быть выбрана в процессе проектирования. Конечно, для поддержания BCM эта частота коммутации будет изменяться за счет ее регулирования системой управления, но диапазон частот будет определяться величиной тока нагрузки и значением индуктивности.

Моделирование

Wolfspeed предоставляет математические модели, которые можно использовать для ускорения процесса проектирования. Для пользователей, у которых нет лицензии PLECS, некоторые из приведенных имитационных моделей могут быть запущены с помощью ПО Wolfspeed Speedfit 2.0 Design Simulator™:

Speedfit Simulator 2.0™

Для пользователей, имеющих доступ к PLECS Blockset или PLECS Standalone, Wolfspeed предлагает модели (рисунок 16) для всех своих дискретных полупроводниковых приборов и модулей питания, доступные по адресу.

Рис. 16. Модель Wolfspeed CAB011M12FM3 PLECS

Рис. 16. Модель Wolfspeed CAB011M12FM3 PLECS

Модели MOSFET разработаны для точного прогнозирования потерь на включение и выключение в зависимости от температуры перехода, тока «сток-исток», напряжения питания и сопротивлении затвора. При этом величину сопротивления затвора при включении и выключении можно выбирать отдельно. Потери на проводимость открытого канала моделируются аналогично по температуре перехода и току «сток-исток». И, наконец, переходное тепловое сопротивление соединения MOSFET с корпусом моделируется с помощью тепловой схемы замещения.

Также представлены модели обратных диодов на кристалле MOSFET, которые содержат как потери на проводимость, так и переходное тепловое сопротивление.

Активный выпрямитель

Показанная на рисунке 17 имитационная модель AFE в PLECS использует три чередующиеся фазы. В каждой фазе применены модули CCB021M12FM3, содержащие по шесть блоков.
Основные параметры моделирования приведены в таблице 1. Диаграммы входных и выходных электрических параметров и результаты теплового моделирования представлены на рисунках 18…21.

Рис. 17. Модель активного выпрямителя

Рис. 17. Модель активного выпрямителя

Таблица 1. Основные параметры моделирования активного выпрямителя

Силовой модуль Входное напряжение переменного тока Выходное напряжение Тепловое сопротивление между корпусом и окружающей средой Внешняя температура
CCB021M12FM3 480 В 800 В 0,43°С/Вт 65°С

Рис. 18. Диаграммы входных электрических параметров AFE

Рис. 18. Диаграммы входных электрических параметров AFE

Рис. 19. Диаграммы выходных электрических параметров AFE

Рис. 19. Диаграммы выходных электрических параметров AFE

Рис. 20. Результат теплового моделирования AFE при 60 кВт (модуль первой фазы)

Рис. 20. Результат теплового моделирования AFE при 60 кВт (модуль первой фазы)

Рис. 21. Результат теплового моделирования AFE при 60 кВт (первый MOSFET каждой фазы)

Рис. 21. Результат теплового моделирования AFE при 60 кВт (первый MOSFET каждой фазы)

На основании результатов моделирования, приходим к выводу, что необходимы три модуля CCB021M12FM3.

Для обеспечения термической стабильности при мощности 60 кВт, если используется очень высокоэффективное охлаждение, достаточно использовать два работающих поочередно модуля. Однако дополнительная фаза позволяет использовать воздушное охлаждение, имеет меньшие пульсации тока и обеспечивает выходную мощность свыше 60 кВт. Таким образом, перераспределение затрат с управления температурой на дополнительный SiC-модуль может привести к повышению производительности системы.

Двухкаскадная структура

Показанная на рисунке 22 имитационная модель LLC в PLECS содержит по два включенные параллельно модуля в каждом плече полного моста. Каждый из них представляет собой полумостовой силовой модуль CAB011M12FM3.

Рис. 22. Модель LLC-преобразователя

Рис. 22. Модель LLC-преобразователя

Следует учесть, что в этой упрощенной имитационной модели двунаправленная передача энергии еще не смоделирована. Вместо этого используются диоды без тепловой модели. Предполагается, что для осуществления передачи 60 кВт в обратном направлении потребуется та же конфигурация модулей для вторичной обмотки, что и для первичной.
Основные параметры моделирования приведены в таблицах 2 и 3. Диаграммы электрических параметров и результаты теплового моделирования представлены на рисунках 23, 24.

Таблица 2. Основные параметры моделирования LLC-преобразователя

Силовой модуль Входное напряжение переменного тока Выходное напряжение Тепловое сопротивление между корпусом и окружающей средой Внешняя температура
CAB011M12FM3 480 В 800 В 0,43°С/Вт 65°С

Таблица 3. Параметры резонансного контура

Lr Lm Cr Коэффициент трансформации Pout
2,11 мкГн 100 мкГн 1,2 мкФ 1:1 60 кВт

Рис. 23. Диаграммы электрических параметров LLC

Рис. 23. Диаграммы электрических параметров LLC

Рис. 24. Результат теплового моделирования LLC при 60 кВт

Рис. 24. Результат теплового моделирования LLC при 60 кВт

На основании результатов моделирования необходимы восемь модулей CAB011M12FM3.

Результаты моделирования показали, что для достижения на выходе LLC мощности 60 кВт, двухмодульного полного моста оказалось недостаточно, и поэтому потребовалось параллельное включение дополнительных модулей. Но даже с четырьмя модулями при выходной мощности 60 кВт LLC тем не менее достигает температуры TJ,max почти 150°C.

В то время как приведенное выше моделирование показывает только четыре полумостовых модуля (и четыре диода на выходе), для достижения передачи в обратном направлении 60 кВт понадобится еще четыре дополнительных модуля на вторичной стороне, поэтому LLC требуется всего восемь модулей для удовлетворения требований проекта.

Трехкаскадная структура

Моделирование SRC

Показанная на рисунке 25 имитационная модель SRC в PLECS содержит один модуль для каждого плеча полного моста (первичного) и активного выпрямителя (вторичного). Каждый модуль представляет собой полумостовой силовой модуль CAB011M12FM3.

Рис. 25. Модель изолированного последовательно-резонансного преобразователя

Рис. 25. Модель изолированного последовательно-резонансного преобразователя

Основные параметры моделирования приведены в таблицах 4 и 5. Токи в обмотках и диаграммы выходных электрических параметров представлены на рисунках 26, 27.

Таблица 4. Основные параметры моделирования изолированного последовательно-резонансного преобразователя

Силовой модуль Входное напряжение переменного тока Выходное напряжение Тепловое сопротивление между корпусом и окружающей средой Внешняя температура
CAB011M12FM3 480 В 800 В 0,43°С/Вт 65°С

Таблица 5. Параметры резонансного контура

Lr Lm Cr Коэффициент трансформации Fr
2,11 мкГн 100 мкГн 1,2 мкФ 1:1 около 100 кГц

Рис. 26. Токи в обмотках трансформатора SRC

Рис. 26. Токи в обмотках трансформатора SRC

Рис. 27. Диаграммы выходных электрических параметров SRC

Рис. 27. Диаграммы выходных электрических параметров SRC

Основываясь на результатах моделирования, необходимы четыре модуля CAB011M12FM3.

Благодаря незначительным коммутационным потерям вследствие реализации ZVS и ZCS, SRC может легко достигать 60 кВт при достаточно низкой температуре перехода. Эти предварительные итоги указывают на то, что в данной конструкции сохраняется больше свободного пространства.

Моделирование понижающего преобразователя

В показанной на рисунке 28 имитационной модели понижающего преобразователя с чередованием в PLECS используются три фазы. Каждый модуль представляет собой полумостовой силовой модуль CAB011M12FM3.

Рис. 28. Модель понижающего преобразователя с чередованием

Рис. 28. Модель понижающего преобразователя с чередованием

Основные параметры моделирования приведены в таблицах 6 и 7. Диаграммы электрических параметров и результаты теплового моделирования представлены на рисунках 29, 30.

Таблица 6. Основные параметры моделирования понижающего преобразователя с чередованием

Силовой модуль Входное напряжение Индуктивность каждой катушки фильтра Тепловое сопротивление между корпусом и окружающей средой Внешняя температура
CAB011M12FM3 800 В 25,8 мкГн 0,43°С/Вт 65°С

В представленных ниже результатах моделирования понижающий преобразователь с чередованием фаз работает с неизменным коэффициентом передачи и заданной выходной мощностью.

Таблица 7. Условия получения демонстрационных диаграмм

Входное напряжение Выходное напряжение Выходная мощность Выходной ток FSW
800 В 600 В 60 кВт 100 А 88103 Гц

Рис. 29. Диаграммы электрических параметров понижающего преобразователя с чередованием

Рис. 29. Диаграммы электрических параметров понижающего преобразователя с чередованием

Рис. 30. Результат теплового моделирования при 60 кВт

Рис. 30. Результат теплового моделирования при 60 кВт

На основании результатов моделирования необходимы три модуля CAB011M12FM3.

Благодаря низким коммутационным потерям, связанным с агрессивным Rg, допускаемым вследствие работы BCM, трехфазный понижающий преобразователь с чередованием может легко достигать мощности 60 кВт при достаточно низкой температуре перехода. Однако в дополнение к тепловым условиям три модуля должны соответствовать уровню тока при более низких выходных напряжениях.

Сравнение структурных схем

На рисунке 31 приведено сравнение структурных схем различных устройств быстрого заряда.

Рис 31. Достоинства и недостатки различных структурных схем устройств быстрого заряда для электротранспорта

Рис 31. Достоинства и недостатки различных структурных схем устройств быстрого заряда для электротранспорта

Оригинал статьи

Перевел Андрей Ушаков по заказу АО Компэл

•••

Наши информационные каналы

О компании WOLFSPEED

Компания Wolfspeed является мировым лидером в производстве полупроводниковых кристаллов из карбида кремния (SiC) и приборов на их основе. Полевые транзисторы, диоды и другие полупроводниковые приборы на основе карбида кремния обладают рядом преимуществ по сравнению с аналогичными кремниевыми приборами. Среди них – рабочая температура кристалла до 600°С, высокое быстродействие, радиационная стойкость. В настоящее время Wolfspeed производит высоковольтные SiC диоды, SiC MOSFET, SiC силовые моду ...читать далее

Товары
Наименование
CCB021M12FM3 (CREE PWR)
CCB032M12FM3 (CREE PWR)
CAB011M12FM3 (CREE PWR)
CAB016M12FM3 (CREE PWR)
CAB006A12GM3 (CREE PWR)
CAB006M12GM3 (CREE PWR)
CAB008M12GM3 (CREE PWR)