Питание для 2G-, 3G- и 4G-приложений

8 декабря 2017

потребительская электроникаинтернет вещейSierra Wirelessстатьябеспроводные технологиипассивные ЭК и электромеханика

Версия документа

Содержание данного руководства по применению может изменяться с течением времени. Чтобы убедиться, что вы используете актуальную версию, зайдите на вкладку документации сайта www.sierrawireless.com.

Вступление

Данное руководство (Application Note, APN) предоставляется дистрибьюторам и клиентам Sierra Wireless для ускорения разработки встроенных приложений с использованием сотовых решений производства этой компании. Чтобы запросить актуальный вариант руководства, обратитесь к региональному менеджеру по маркетингу или к дистрибьютору продуктов Sierra Wireless.

Цель данного руководства заключается в предоставлении базовой информации, необходимой для выбора и реализации системы электропитания для GSM-приложений.

Обзор

В первой части настоящего руководства представлено краткое описание технологий 2G/3G. Особое внимание уделено вопросам потребления, что необходимо для лучшего понимания существующих ограничений, накладываемых на систему питания, и их возможного влияния на соответствие стандарту GSM.

Документ не включает рассмотрение требований ЭМС (EN 301489-1/EN 301489-7) или вопросов электробезопасности (EN 60950-1), однако их также важно учитывать во время проектирования. Несоблюдение этих требований может привести к отказу при сертификации (особенно это касается ЭМС).

В руководстве приводится анализ преимуществ и недостатков известных регуляторов напряжения, построенных по различным топологиям, которые могут применяться в клиентских приложениях. Все чаще при проектировании DC/DC-преобразователей основной упор делается на обеспечение ЭМС, что заставляет нас включать дополнительные элементы, которые не очень важны для хорошей работы преобразователя, но необходимы с точки зрения нормальной работы окружающих функциональных узлов.

Аналогичным образом, печатная плата должна разрабатываться с учетом определенных правил трассировки для обеспечения нормальной работы устройства и максимально полного устранения причин возникновения помех, например, плохо выполненного полигона заземления, шумных цепей (источников питания, цифровых сигналов, сигналов тактирования и других). По этой причине при обсуждении темы трассировки будет предложено несколько полезных практических советов.

Наконец, в данном руководстве обсуждаются вопросы рассеиваемой мощности и теплового анализа.

Литература

Стандарты и руководства GSM

  • ETSI TS 151 010-1 V10.3.0 2013-02:
    • Digital cellular telecommunications system (Phase 2+);
    • Mobile Station (MS) conformance specification;
    • Part 1: Conformance specification;
    • (3GPP TS 51.010-1 version 10.3.0 Release 10).
  • ETSI TS 145 005 V11.2.0 2013-02:
    • Digital cellular telecommunications system (Phase 2+);
    • Radio transmission and reception;
    • (3GPP TS 45.005 version 11.2.0 Release 11).
  • Руководства и обзоры GSM.

Глоссарий (Словарь/Термины)

Сокращение Определение Отечественный термин-аналог
BTS Base Transceiver Station Базовая станция
CDMA Code Division Multiple Access Множественный доступ с кодовым разделением
FEM Front End Module
EDGE Enhanced Data rates for GSM Evolution EDGE
EGPRS Enhanced General Packet Radio Service EGPRS
GMSK Gaussian Minimum Shift Keying Гауссовская частотная модуляция с минимальным сдвигом
GPRS General Packet Radio Service GPRS
GSM Global System for Mobile communications GSM
HSDPA High-Speed Downlink Packet Access HSDPA
HSUPA High-Speed Uplink Packet Access HSUPA
MS Mobile Station Мобильная станция
PA Power Amplifier Усилитель мощности
PCL Power Control Level Контроль уровня мощности
PFM Pulse Frequency Modulation Частотно-импульсная модуляция
PWM Pulse Width Modulation Широтно-импульсная модуляция
SWIR Sierra WIReless Sierra WIReless
TDMA Time Division Multiple Access Множественный доступ с разделением по времени
TS Time Slot Временной интервал
W-CDMA Wideband Code Division Multiple Access Широкополосный множественный доступ с кодовым разделением

Характер потребления тока в 2G/3G/4G

Характер потребления тока в 3G/4G

Во время передачи в 3G или 4G уровень потребления тока постоянен и зависит только от мощности передатчика и эффективности усилителя мощности (PA). В то же время в 2G основное требование к источнику питания заключается в возможности обеспечения максимального заданного тока во время коротких интервалов передачи.

Кроме того, пиковый ток в 2G всегда выше максимального тока потребления, указанного для 3G и 4G.

По этим причинам в данном документе мы остановимся только на режиме связи 2G.

Но сначала будет полезно напомнить некоторые основные положения.

Характер потребления тока в 2G

В данном разделе мы рассмотрим скачки потребления, возникающие во время передачи в 2G, и обсудим, почему важно учитывать уровень потребления тока.

Краткий обзор

Структура GSM-фрейма и система с множественным доступом с разделением по времени (TDMA)

GSM использует принцип множественного доступа с разделением по времени (TDMA), в котором происходит чередование временных слотов для приема и передачи между сетью и мобильным устройством (Mobile Station, MS).

Основным элементом передачи является кадр GSM, который содержит восемь временных слотов (Time slot, TS) (рисунок 1). Слоты для передачи и приема у данного мобильного устройства смещены во времени, так что передача и прием не происходят в одно и то же время.

Рис. 1. Кадр GSM состоит из восьми слотов

Рис. 1. Кадр GSM состоит из восьми слотов

  • Длительность каждого временного слота (приблизительно) 0,577 мс (15/26 мс).
  • Длительность каждого GSM-фрейма (приблизительно) 4,615 мс (120/26 мс).

Классы мощности в GSM

Не все мобильные станции MS имеют одинаковый максимальный уровень выходной мощности. По этой причине, прежде чем назначить уровень максимальной мощности для мобильного устройства, базовая станция должна получить данные о том, какой уровень максимальной мощности может обеспечить данное мобильное устройство. Для этого устройство при выполнении подключения к сети сообщает свой класс мощности.

Классы мощности GSM различаются в зависимости от используемой полосы (таблица 1).

В таблице 1 приведены данные при Гауссовской частотной модуляции с минимальным сдвигом (Gaussian Minimum Shift Keying, GMSK)*:

*Примечание: Модуляция EDGE здесь не рассматривается, так как имеет меньшее потребление, чем у GMSK.

Таблица 1. Классы мощности в GSM

Класс мощности GSM GSM850/EGSM900 GSM 1800, DCS GSM 1900, PCS Точность, dB, для условия
Максимальная выходная мощность Максимальная выходная мощность Максимальная выходная мощность Норма Повышенная
1 30 дБм/1 Вт 30 дБм/1 Вт ±2 ±2,5
2 39 дБм/8 Вт 24 дБм/250 мВт 24 дБм/250 мВт ±2 ±2,5
3 37 дБм/5 Вт 36 дБм/4 Вт 33 дБм/2 Вт ±2 ±2,5
4 33 дБм/2 Вт ±2 ±2,5
5 29 дБм/800 мВт ±2 ±2,5

Классы, используемые в продуктах от Sierra Wireless:

  • полоса GSM850 / EGSM900: PL4 = 33 дБм/2 Вт;
  • полоса DCS/PCS: PL0 = 30 дБм/1 Вт.

 Выходная мощность в GSM (PCL)/GPRS (GCH)

 В приведенных ниже таблицах 2 и 3 указаны значения выходной мощности в соответствии с уровнями контроля мощности. Эти уровни называют PCL (Power Control Level) в GSM и GCH в GPRS.

Таблица 2. Значения выходной мощности передачи в соответствии с уровнями контроля мощности GSM850/EGSM900

GSM850/EGSM900 DCS/PCS
GSM GPRS Выходная мощность Допуск GSM GPRS Выходная мощность Допуск
PCL GCH дБм Норма, дБ Повышенная, дБ PCL GCH дБм Норма, дБ Повышенная, дБ

5

3

33

± 2

± 2,5

0 3 30 ± 2 ± 2,5
6 4 31 ± 3 ± 4 1 4 28 ± 3 ± 4
7 5 29 ± 3 ± 4 2 5 26 ± 3 ± 4
8 6 27 ± 3 ± 4 3 6 24 ± 3 ± 4
9 7 25 ± 3 ± 4 4 7 22 ± 3 ± 4
10 8 23 ± 3 ± 4 5 8 20 ± 3 ± 4
11 9 21 ± 3 ± 4 6 9 18 ± 3 ± 4
12 10 19 ± 3 ± 4 7 10 16 ± 3 ± 4
13 11 17 ± 3 ± 4 8 11 14 ± 3 ± 4
14 12 15 ± 3 ± 4 9 12 12 ± 4 ± 5
15 13 13 ± 3 ± 4 10 13 10 ± 4 ± 5
16 14 11 ± 5 ± 6 11 14 8 ± 4 ± 5
17 15 9 ± 5 ± 6 12 15 6 ± 4 ± 5
18 16 7 ± 5 ± 6 13 16 4 ± 4 ± 5
19 17 5 ± 5 ± 6 14 17 2 ± 5 ± 6
 – 15 18 0 ± 5

± 6

Таблица 3. Значения выходной мощности передачи в соответствии с уровнями контроля мощности DCS/PCS

GSM850/EGSM900 DCS/PCS
GSM GPRS Выходная мощность Допуск GSM GPRS Выходная мощность Допуск
PCL GCH дБм Норма, дБ Повышенная, дБ PCL GCH дБм Норма, дБ Повышенная, дБ
5 3 33 ± 2 ± 2,5 0 3 30 ± 2 ± 2,5
6 4 31 ± 3 ± 4 1 4 28 ± 3 ± 4
7 5 29 ± 3 ± 4 2 5 26 ± 3 ± 4
8 6 27 ± 3 ± 4 3 6 24 ± 3 ± 4
9 7 25 ± 3 ± 4 4 7 22 ± 3 ± 4
10 8 23 ± 3 ± 4 5 8 20 ± 3 ± 4
11 9 21 ± 3 ± 4 6 9 18 ± 3 ± 4
12 10 19 ± 3 ± 4 7 10 16 ± 3 ± 4
13 11 17 ± 3 ± 4 8 11 14 ± 3 ± 4
14 12 15 ± 3 ± 4 9 12 12 ± 4 ± 5
15 13 13 ± 3 ± 4 10 13 10 ± 4 ± 5
16 14 11 ± 5 ± 6 11 14 8 ± 4 ± 5
17 15 9 ± 5 ± 6 12 15 6 ± 4 ± 5
18 16 7 ± 5 ± 6 13 16 4 ± 4 ± 5
19 17 5 ± 5 ± 6 14 17 2 ± 5 ± 6
 –  – 15 18 0 ± 5 ± 6

Различия в мощности между двумя соседними PCL составляет 2 дБ ± 1,5 дБ при передаче с мобильных устройств.

Классы мультислотов в GPRS/EGPRS

Одно и то же мобильное устройство может использовать несколько временных слотов в фреймах GPRS/EGPRS. Класс мультислота (таблица 4) определяет скорость передачи исходящих данных Uplink (направление передачи – от мобильного устройства) и входящих данных Downlink (направление передачи – от базовой станции).

Таблица 4. Классы мультислотов в GPRS/EGPRS

Класс мультислота Downlink слот, макс. Uplink слот, макс. Активный слот, макс.
1 1 1 2
2 2 1 3
3 2 2 3
4 3 1 4
5 2 2 4
6 3 2 4
7 3 3 4
8 4 1 5
9 3 2 5
10 4 2 5
11 4 3 5
12 4 4 5
30 5 1 6
31 5 2 6
32 5 3 6
33 5 4 6
34 5 5 6

Большинство модулей для M2M (machine-to-machine) соответствуют классу 10 и способны использовать до 4 слотов на прием и до 2 на передачу, причем в сумме одновременно задействовано до 5 слотов .

С точки зрения потребления самым жестким оказывается класс 12, в нем разрешено использовать 5 слотов, из которых до 4 слотов могут использоваться для передачи. Классы выше 12 не поддерживаются продуктами от SWIR.

Ограничение мощности для мультислотовых систем и эффективность усилителя мощности

Для управления объемом выделяемого тепла, генерируемым мобильным устройством во время передачи при использовании нескольких слотов, допускается снижение выходной мощности в соответствии со значениями, приведенными в таблице 5.

Таблица 5. Снижение мощности передачи мобильного устройства

Число слотов при передаче мобильными устройствами Разрешенное номинальное снижение максимальной выходной мощности, дБ
1 0
2 3,0
3 4,8
4 6,0
5 7
6 7,8
7 8,5
8 9,0

Изменение выходной мощности также сказывается на КПД усилителя мощности PA (power amplifier). По этой причине не следует делать преждевременного вывода о том, что потребление снизится, если немного уменьшить выходную мощность передачи.

На графике, приведенном на рисунке 2 представлен пример зависимости КПД усилителя от выходной мощности.

Рис. 2. Зависимость КПД от выходной мощности для SL8083

Рис. 2. Зависимость КПД от выходной мощности для SL8083

Подробное рассмотрение характера потребления тока в 2G

Кратковременные импульсы тока

Из-за использования временного разделения ток потребления мобильного устройства MS может скачкообразно измениться всего за несколько микросекунд (рисунок 3).

Рис. 3. График тока потребления MS - 1 слот Tx

Рис. 3. График тока потребления MS — 1 слот Tx

Конфигурация слотов

В зависимости от используемого класса могут применяться различные конфигурации временных слотов. Например, ниже представлен график потребления GPRS-устройства класса 10 для худшего случая: 2 слота Tx и 3 слота Rx без ограничения мощности (рисунок 4).

Рис. 4. График тока потребления MS – 2 слота Tx и 3 слота Rx (худший случай)

Рис. 4. График тока потребления MS – 2 слота Tx и 3 слота Rx (худший случай)

Примечание: для большинства систем представленный выше худший случай должен быть использован как базовый сценарий при любых расчетах времени жизни батареи питания в системе.

Зависимость от импеданса нагрузки

Потери в усилителе мощности значительно возрастают, если антенна недостаточно согласована (VSWR > 1.5:1) или спроектирована некорректно.

Потери могут возрасти на 30%. Для наглядности в таблице 6 приведены значения потребления SL808x для VSWR 1:1 и VSWR 3:1 (при обратных потерях 6 дБ).

Таблица 6. Усредненное потребление в режиме передачи данных SL808x(а)

Режим Полоса Мощность передачи Ток при 3,6 В Условие
Пиковый(б), мА Средний, мА
WCDMA(в) Band 1 23 550 500
0 190 190
Band 8 23 550 500
0 180 180
HSDPA(в) Band 1 23 570 520
0 210 210
Band 8 23 570 520
0 200 200
GSM/GPRS(г) 1 слот 2 слот 3 слот 4 слот
850 32 1320 220 360 Class 10 50 Ом VSWR 1:1
900 32 1610 260 425
1800 30 1000 180 285
1900 30 860 165 260
EDGE 850 27 860 170 260 340 400 Class 12 50 Ом
900 27 960 180 280 360 430
1800 26 740 150 230 290 340
1900 26 660 150 220 270 300
a) – Включает ток USB.
б) – Пиковое потребление усредняется в интервале 100 мкс.
в) – Ток потребления увеличен на 50 мА с учетом изменения импеданса нагрузки 6 дБ.
г) – При использовании режима GSM ток увеличивается до 2,2 А (номинальное значение 1,6…1,7 A) при изменении импеданса нагрузки 6 дБ.

VSWR 3:1

Генерация шумов и чувствительность

Наличие суммарного импеданса проводящих дорожек, соединителей и переходных отверстий приводит к возникновению просадок напряжения на VBatt (шум TDMA) во время каждой передачи (рисунок 5).

Рис. 5. Система питания без развязывающих конденсаторов

Рис. 5. Система питания без развязывающих конденсаторов

В течение этих просадок помехи по питанию (Uripp) не должны превышать определенных пределов (рисунок 6).

Рис. 6. Диаграмма напряжения питания в течение пикового потребления

Рис. 6. Диаграмма напряжения питания в течение пикового потребления

Если помехи, генерируемые источником питания, недостаточно развязаны (например, в случае использования импульсного преобразователя), то они отчетливо видны на выводах питания модуля и приводят к ухудшению различных характеристик, например, мощности передачи, спектра модуляции, эффективности электромагнитной совместимости, и к появлению побочного излучения и частотных ошибок (раздел «Выбор рабочих частот и фильтрация»).

Чтобы свести к минимуму этот нежелательный эффект, необходимо добавить большой развязывающий конденсатор с очень низким ESR, разместив его как можно ближе к модулю (рисунок 7).

Рис. 7. Система питания с развязывающим конденсатором

Рис. 7. Система питания с развязывающим конденсатором

Эффект AM-PM (стандартные требования)

Для получения максимальной эффективности усилитель мощности в GSM напрямую питается от VBatt.

Однако любая амплитудная модуляция, присутствующая на линиях питании во время интервала передачи Tx, затем рассматривается как амплитудно-модулированный сигнал, который дополнительно модулируется выходным каскадом с помощью фазовой модуляции (и/или частотной ошибки). Это важный критерий, он определен в стандарте и должен контролироваться.

Важно понимать, что такое поведение зависит не от величины падения напряжения, а связано только с формой изменения амплитуды во время интервала передачи Tx. И наоборот, если VBatt остается постоянным во время интервала передачи Tx, то фазовой модуляции не будет, даже если падение напряжения оказывается значительным.

Сложность учета этого явления связана со слишком большим количеством параметров, которые невозможно контролировать, например, динамический импеданс преобразователя, значения R, C и ESR и тип выходного каскада. В результате невозможно предоставить диапазон значений для C, для которых опасность возникновения этого эффекта будет реальной. Однако опыт показывает, что диапазон 1…5 мФ может быть опасным (рисунок 8).

Рис. 8. Фильтрация VBatt может вызвать эффект AM-PM

Рис. 8. Фильтрация VBatt может вызвать эффект AM-PM

Семейства источников питания

Преобразователи напряжения можно разделить на два основных семейства:

  • линейные преобразователи;
  • импульсные преобразователи.
Независимо от типа используемого источника питания важно предусмотреть защитный элемент (предохранитель), который защитит от перегрузки по току в случае выхода из строя системы управления.
Несмотря на то, что может возникнуть желание использовать один и тот же источник питания для ВЧ-модуля и других схем, настоятельно рекомендуется для GSM-модуля использовать выделенный источник питания.

Линейный преобразователь

Последовательный стабилизатор напряжения

С точки зрения реализации самым простым преобразователем является линейный регулятор напряжения. Он способен только понижать более высокое входное напряжение до более низкого выходного напряжения, а его входной ток равен его выходному току (формула 1):

\(I_{Out}=I_{In}\qquad{\mathrm{(1)}}\)

К сожалению, КПД линейного регулятора оказывается достаточно низким (40…50%) и сильно связанным с величиной падения напряжения Vout-Vin, которое никогда не бывает равным 0 (для нормальной работы регулятора требуется минимальное падение напряжения). Также при использовании линейного регулятора часто требуется радиатор.

По этим причинам использование данного типа регулятора не рекомендуется.

Обзор импульсных преобразователей

Существует несколько топологий импульсных регуляторов. Неполный список приведен ниже:

  • схема с накачкой заряда: простейший преобразователь, не требующий индуктивности;
  • понижающий преобразователь, который используется, когда необходимо понизить входное напряжение;
  • повышающий преобразователь, использующийся, когда необходимо повысить входное напряжение;
  • инвертирующий преобразователь, применяемый, когда необходимо инвертировать входное напряжение;
  • SEPIC, который используется, когда необходимо повысить входное напряжение;
  • обратноходовой преобразователь, применяемый, когда необходимо повысить, понизить или буферизировать входное напряжение, и другие.

Основным преимуществом этих регуляторов является используемый в них принцип передачи энергии. Энергия, доступная на входе, делится на части для передачи на выход через элемент хранения (дроссель или конденсатор). Преобразователь также обеспечивает повышение, понижение или инверсию напряжения.

Так как энергия передается через реактивный элемент, то потери мощности в основном определяются потерями на силовом ключе. По этой причине КПД импульсных регуляторов часто превышает 85%.

Достоинства и недостатки

Особенности работы преобразователей напряжения разного типа приведены в таблице 7.

Таблица 7. Сравнительная таблица различных преобразователей напряжения

 Тип преобразователя Подходит ли для GSM Типовой КПД, % Достоинства Недостатки
Линейный стабилизатор
С внешним силовым ключом (см. рисунок 9) Да 40…50% Малая стоимость, простота реализации, низкий уровень шумов. Малый КПД. При больших токах требуется радиатор.
Импульсный регулятор
Схема накачки заряда (см. рисунок 10) Нет Эти преобразователи могут использоваться в качестве повышающих, понижающих и инвертирующих регуляторов напряжения. Малая мощность Iвых макс ≤ 200 мА. Высокий уровень шумов.
Понижающий регулятор (см. рисунок 11) Да 80…90 Высокий КПД. Простота реализации. Требуются выходные фильтры. Только понижение напряжения. При использовании в качестве зарядного устройства на выходе необходим дополнительный диод.
Повышающий регулятор (см. рисунок 12) Да 80…90 Высокий КПД. Простота реализации. Требуются выходные фильтры. Только повышение напряжения
Повышающе-понижающий (инвертирующий) регулятор (см. рисунок 13) Да 80…90 Высокий КПД. Простота реализации. Требуются выходные фильтры |Vвых| > Vвх
SEPIC (см. рисунок 14) Нет (подходит только при постоянной нагрузке) 80…90 Высокий КПД. Повышающий или понижающий регулятор. Меньший уровень шумов, чем у других импульсных преобразователей. Сложность реализации и управления. Требуется трансформатор. Высокая стоимость.
Обратноходовой (см. рисунок 15) Да 78 Высокий КПД. Повышающий или понижающий регулятор. Сложность реализации и управления, Требуется трансформатор. Высокая стоимость.

Рис. 9. Схема управления силовым ключом

Рис. 9. Схема управления силовым ключом

Рис. 10. Схема накачки заряда

Рис. 10. Схема накачки заряда

Рис. 11. Понижающий регулятор

Рис. 11. Понижающий регулятор

Рис. 12. Повышающий регулятор

Рис. 12. Повышающий регулятор

Рис. 13. Повышающе-понижающий регулятор (инвертирующий)

Рис. 13. Повышающе-понижающий регулятор (инвертирующий)

Рис. 14. SEPIC

Рис. 14. SEPIC

Рис. 15. Обратноходовой

Рис. 15. Обратноходовой

Режим работы: ЧИМ или ШИМ

Данное руководство не ставит перед собой цели подробно рассказать об особенностях работы каждого из этих режимов управления. Сегодня в сети существует множество очень полных и подробных документов, а также инструментов для моделирования (например, LTpowerCAD или WEBENCH® Power Designer), с которыми читатель может при желании ознакомиться самостоятельно.

Мы просто будем иметь в виду, что:

  • ЧИМ (PFM) имеет высокий КПД в широком диапазоне выходного тока (нагрузки);
  • ШИМ (PWM) имеет предсказуемую рабочую частоту, и настоятельно рекомендуется к использованию при необходимости снижения шумов.

В режиме ЧИМ (PFM) частота переключения силового ключа пропорциональна выходной мощности. При малой выходной мощности частота переключения уменьшается, что сокращает потери при переключениях и повышает эффективность. Однако, поскольку частота и выходная мощность зависят друг от друга, то настоятельно рекомендуется не применять этот режим в малошумящих приложениях, использующих GSM-модуль, за исключением тех случаев, когда вы можете правильно изолировать ЧИМ-преобразователь с помощью эффективного фильтра и хорошего экранирования (рисунки 16 и 17).

Рис. 16. Графики КПД для ЧИМ, ШИМ и их комбинации

Рис. 16. Графики КПД для ЧИМ, ШИМ и их комбинации

Рис. 17. Сравнение спектральной плотности в ШИМ и ЧИМ

Рис. 17. Сравнение спектральной плотности в ШИМ и ЧИМ

Выбор рабочих частот и фильтрация

В общем случае следует избегать использования частот диапазона 0,1…1 МГц, поскольку это может привести к нежелательной фазовой ошибке или ухудшению спектральной модуляции. Также следует отказаться от использования низших гармоник этих частот. Например, частота 50 кГц создает высшие гармоники 100 кГц, 150 кГц, и так далее.

В таблице 8 и на рисунке 18 представлены значения максимально допустимого остаточного шума по питанию для одного из модулей от SWIR – SL6087.

Таблица 8. Напряжение питания

Vмин, В VNOM, В Vмакс, В Шумы (URIPP) IPEAK, макс., А
VBATT 3,2(а, б) 3,6 4,8 390 мВp-p (частота 0…10 кГц) 2,0
80 мВp-p (частота 10…200 кГц)
10 мВp-p (частота более 200 кГц)
а) – Указанные значения должны быть гарантированы в момент пикового потребления (2,0 А в GSM, GPRS или EGPRS).
б) – Максимальное напряжение стоячей волны (VSWR) 2:1.

Рис. 18. График максимально допустимого остаточного шума для SL6087

Рис. 18. График максимально допустимого остаточного шума для SL6087

Хотя все модули от SWIR имеют встроенную развязку, лучше разместить дополнительные развязывающие конденсаторы на линии питания (VBatt), располагая их как можно ближе к модулю. Значения зависят от размеров пакетов и используемых диапазонов передачи. Примеры приведены в таблице 9.

Таблица 9. Выбор развязывающих конденсаторов

 Наименование Частота передачи Развязывающий конденсатор
Низкая, МГц Средняя, МГц Верхняя, МГц Корпус Значение, пФ Наименование Murata Рейтинг напряжения, В Частота последовательного резонанса, Мгц
GSM850 824,2 836,5 848,8 201 91 GRM0335C1H820JD01 50 837,4
402 68 GRM1555C1H680JZ01 50 808,4
603 51 GRM1885C1H510JA01 50 878,9
EGSM900 880,2 897,5 914,8 201 75 GRM0335C1E750JD01 25 914,3
402 56 GRM1555C1H560JZ01 50 901,2
603 47 GRM1885C1H470JA01 50 916,2
DCS1800 1710,2 1747,5 1784,8 201 18 GRM0335C1H180JD01 50 1734
402 16 GRM1555C1H160JZ01 50 1782
603 12 GRM1885C1H120JA01 50 1734
PCS1900 1850,2 1880 1909,8 201 16 GRM0335C1E160JD01 50 1903
402 15 GRM1555C1H150JZ01 50 1836
603 10 GRM1885C1H100JA01 50 1787

Приведенные рекомендуемые значения предложены производителем, но для оптимизации конечного устройства допустимо использовать некоторые доработки. Например, можно использовать два конденсатора (15 пФ/0402 и 56 пФ/0402) для одновременной работы с четырьмя диапазонами (рисунок 19).

Рис. 19. Пример выбора развязывающих конденсаторов

Рис. 19. Пример выбора развязывающих конденсаторов

В любом случае конечные значения необходимо уточнить с учетом параметров печатной платы.

Источник питания: топологии и настройка

Независимо от выбранной технологии DC/DC-преобразователя разработчик при проектировании должен учитывать следующие исходные параметры:

  • диапазон входных напряжений DC/DC-преобразователя;
  • диапазон рабочих напряжений GSM-модуля;
  • максимальный выходной ток (нагрузочную способность);
  • переходные характеристики и стабильность (максимальную выходную емкость Coutput max и максимальное последовательное сопротивление ESRmax);
  • предпочтительный режим управления (ЧИМ или ШИМ) и рабочую частоту, которая определяется требованиями ЭМС;
  • КПД преобразователя DC/DC-преобразователя (для пикового тока \(I_{Out}=I_{PeakCurrentMax}\));
  • эффективный ток потребления (собственное потребление DC/DC-преобразователя);
  • характеристики силового ключа (RConverter);
  • точность выходного напряжения;
  • диапазон рабочих температур;
  • максимальную рассеиваемую мощность;
  • доступную область печатной платы;
  • цену.

Топологии

Поскольку в большинстве клиентских устройств необходимо понижать входное напряжение, чтобы запитать модули от SWIR, то в данном документе рассматривается использование только понижающих преобразователей, которые обычно и применяют в GSM-приложениях.

Схема без накопительного конденсатора

Фильтрующие конденсаторы Cin и Cout имеют номинальные значения, и относятся к преобразователю напряжения. Дополнительный накопительный конденсатор отсутствует (рисунок 20).

Рис. 20. Система питания без накопительного конденсатора

Рис. 20. Система питания без накопительного конденсатора

Преимущества:

  • простота проектирования;
  • небольшие габаритные размер (особенно при использовании высокой рабочей частоты ≈3 МГц);
  • сокращение перечня используемых компонентов.

Недостатки:

  • входной ток зависит от соотношения \(\large \frac{V_{In}}{V_{Out}}\);
  • TDMA-шум на основной шине питания;
  • возможность использования только при высокой нагрузочной способности (рекомендуется при токах ≥2 A).

Из всего вышеперечисленного следует, что DC/DC-преобразователь должен быть рассчитан с учетом следующих ограничений:

  • обеспечение максимального тока потребления (наихудший случай с несогласованной антенной) во время передачи по 2G (Tx);
  • быстрое переключение нагрузки (динамический импеданс);
  • высокая стабильность, чтобы избегать рассмотренной выше проблемы эффекта AM-PM.

В любом случае разработчик должен быть осторожным при выборе малошумящего преобразователя или добавлять фильтрующие компоненты, чтобы обеспечить соответствие требованиям ЭМС и не ухудшать характеристики модуля.

Эти ограничения могут привести к увеличению габаритов источника питания, а также к росту затрат и снижению электромагнитной совместимости ЭМС.

Схема с дополнительным накопительным конденсатором

Фильтрующие конденсаторы Cin и Cout имеют номинальные значения, и относятся к преобразователю напряжения. Дополнительные накопительные конденсаторы используются, когда не удается обеспечить высокие импульсные токи, необходимые для мобильного устройства (рисунок 21).

Рис. 21. DC/DC-преобразователь с дополнительным накопительным конденсатором

Рис. 21. DC/DC-преобразователь с дополнительным накопительным конденсатором

Чтобы решить проблемы с нагрузкой, на выходе DC/DC-преобразователя можно добавить накопительный элемент с малым последовательным сопротивлением ESR – аккумулятор или суперконденсатор (проверьте, что Coutput max отвечает требованиям стабильности преобразователя). Такой накопитель обеспечит необходимый пиковый ток во время слотов передачи Tx и будет накапливать энергию во время других слотов.

В качестве быстрой справки на графике, приведенном на рисунке 22, представлены минимальные значения емкости конденсатора для желаемого максимального выходного тока (IOut). Моделирование проведено для GPRS-фрейма с 2 слотами Tx и 3 слотами Rx (класс 10 без ограничения мощности).

Рис. 22. Выбор емкости накопительного конденсатора

Рис. 22. Выбор емкости накопительного конденсатора

При суммарном сопротивлении источника и преобразователя RSource + RConverter = 100 мОм:

  • последовательное сопротивление ESR = 20 мОм;
  • сопротивление проводников RTracks = 30 мОм;
  • ток при приеме IRx = 120 мА;
  • пиковый ток при передаче IPeak_Tx = переменная величина (равен IMOD в течение цикла передачи).

Например, при IOut = 1,5 А (пиковый ток на выходе DC/DC-преобразователя) минимальная емкость накопительного конденсатора должна быть:

  • 6,6 мФ для IPeak_Tx = 1,8 А;
  • 20 мФ для IPeak_Tx = 2,6 А.

Если требуется IOut = 2 A и IPeak_Tx = 1,8 A, тогда нет необходимости использовать накопительный конденсатор (при условии, что обеспечено низкое значение динамического импеданса).

Поскольку пиковый ток напрямую связан с согласованием антенны, то разработчику следует ориентироваться на наихудший случай при выборе значения емкости накопителя.

Схема с ограничителем тока и накопительным элементом

Если входной пиковый ток мал, и если создание стабильного DC/DC-преобразователя оказывается сложным или дорогим из-за использования большого выходного конденсатора, то выходом из ситуации будет схема с ограничителем тока (рисунок 23).

Рис. 23. DC/DC-преобразователь с ограничителем тока и накопительным элементом

Рис. 23. DC/DC-преобразователь с ограничителем тока и накопительным элементом

В такой схеме входной ток ограничен значением ILIM_threshold, которое задается значением RLIM:

  • если ILIM < ILIM_threshold ⇒ ограничитель неактивен и RLimiter ≈ 0 Ом;
  • если ILIM ≥ ILIM_threshold ⇒ ограничитель активен и RLimiter меняется ⇒ VIn уменьшается.

Учитывая тот факт, что выходное напряжение ограничителя тока зависит от тока нагрузки, разработчик должен проверить:

  • максимальную рассеиваемую мощность ограничителя тока;
  • минимальное значение напряжения VConv min на входе DC/DC-преобразователя.

Установка порога включения ограничителя тока

Ограничитель тока не является постоянно активным. Фактически, ток будет ограничиваться, только если он превышает запрограммированное значение ILIM_Threshold. В этом заключается задача – определить, когда система достигнет этого ограничения. Вот почему в дальнейшем мы будем считать, что ток является постоянно ограниченным.

Если в системе TDMA используется накопительный конденсатор, то заряд, израсходованный в течение периода передачи, должен быть восстановлен между Tx-пакетами.

Это можно записать так (формула 2):

\(\Delta Q_{NonTx}>|\Delta Q_{Tx}|\qquad{\mathrm{(2)}}\)

В первом приближении для облегчения вычислений будем считать, что \(\Delta Q=C\times \Delta U=I\times \Delta t\). Здесь полагается, что ток заряда и разряда является постоянным, что неверно, но значительно облегчает вычисления (формула 3).

\(|\Delta Q_{Tx}| = -I_{CTx}\times N_{Tx}\times T_{slot}\), где \(I_{CTx} = I_{LimTx}-I_{ConvTx}\)

\(\Delta Q_{NonTx}=I_{CNonTx}\times (8-N_{Tx})\times T_{slot}\), где \(I_{CNonTx} = I_{LimNonTx}-I_{ConvNonTx}\qquad{\mathrm{(3)}}\)

где Tslot = длительность слота ≈ 577 мкс;

Tx: ток в течение цикла передачи;

NonTx: ток в течение цикла, когда не происходит передача.

Если полагать, что \(I_{LimTx}=I_{LimNonTx}=I_{Lim}\) (что, как сказано выше, не вполне верно), тогда (формула 4):

\(\Delta Q_{Tx}=(I_{ConvTx}-I_{Lim})\times N_{Tx}\times T_{Slot}\)

\(\Delta Q_{NonTx}=(I_{Lim}-I_{ConvNonTx})\times (8-N_{Tx})\times T_{Slot}\)

Учитывая \(\Delta Q_{NonTx}>\Delta Q_{Tx}\)

\(\Rightarrow (I_{Lim}-I_{ConvNonTx})\times (8-N_{Tx})\times T_{Slot}>(I_{ConvTx}-I_{Lim})\times N_{Tx}\times T_{Slot}\)

\(\Rightarrow I_{Lim}>\frac{N_{Tx}}{8}\times I_{ConvTx}+\frac{(8-N_{Tx})}{8}\times I_{ConvNonTx}\qquad{\mathrm{(4)}}\)

C физической точки зрения это значит, что ток, потребляемый нагрузкой, обеспечивается конденсатором «Cstorage».

В отличие от линейного источника питания при использовании DC/DC-преобразователя входной и выходной токи не совпадают (формула 5).

\(P_{Out}=\eta \times P_{In}\Rightarrow V_{Batt}\times I_{Mod}=\eta \times V_{Conv}\times I_{ConvMod}\)

\(\Rightarrow I_{Conv}=\frac{V_{Batt}}{\eta \times V_{Conv}}\times I_{Mod}\qquad{\mathrm{(5)}}\)

Так как VConv зависит от степени заряда CStorage, то мы используем худший случай и аппроксимированные значения:

  • VBatt_min = 3,2 В (минимально допустимое напряжение для модуля);
  • VConv = VConv_min = VBatt_min + 0,6 В = 3,8 В (стандартное падение напряжения);
  • η = 90%;
  • IMOD_NonTx = 120 мА (обычно общее потребление BB + RF).

Рассмотрим пример модуля с потреблением 2,2 А, тогда в течение цикла передачи (рисунок 24):

Рис. 24. Соотношение ILIM_Threshold и IMOD_Tx

Рис. 24. Соотношение ILIM_Threshold и IMOD_Tx

  • ILIM > 0,36 A, если для передачи Tx используется один слот;
  • ILIM > 0,60 A, если для передачи Tx используется два слота.

Так как нет ничего совершенного, то разработчик обязан учитывать точность ограничителя тока и использовать минимальные значения.

Расчет емкости накопительного конденсатора

Для выполнения правильного расчета необходимо понимать, какие процессы происходят, когда ограничитель тока активен и когда не активен. Приведенные ниже кривые демонстрируют результаты моделирования и описывают поведение схемы, когда ограничитель тока включен и выключен (рисунок 25).

Рис. 25. Осциллограммы токов и напряжений в схемах с накопительным конденсатором и без него

Рис. 25. Осциллограммы токов и напряжений в схемах с накопительным конденсатором и без него

Когда ограничитель тока выключен, накопитель CStorage заряжается и разряжается по обычным логарифмическим зависимостям. Пиковый ток (ILIM), вытекающий из источника, зависит от константы RLimiter × CStorage.

Когда ограничитель тока активен, накопитель CStorage заряжается и разряжается с постоянным током до тех пор, пока ICStorage + IConv не станет ниже ILIM_Threshold. После этого мы сможем наблюдать уменьшение VConv. Этот момент очень важен по двум причинам:

  • IConv и VConv взаимозависимы (формула 5);
  • напряжение VConv должно быть достаточно высоким, чтобы гарантировать, что VBatt> 3,2 В.

На графиках, изображенных на рисунках 26…29, емкость накопителя CStorage используется в качестве параметра. Представленные кривые для разных настроек ограничителя показывают максимальный ток, вытекающий из источника (ILIM max), минимальное результирующее напряжение на входе преобразователя (VConv min).

Эти результаты моделирования позволяют лучше понять зависимости ILIM, VConv, CStorage.

Настройки моделирования:

  • VSource_min = 4,75 В (пример);
  • RLimiter = 150 мОм (типовое значение RDS_on value);
  • VBatt_min = 3,2 В (минимально допустимое напряжение для модуля);
  • VConv = VConv_min = VBatt_min + 0,6 В = 3,8 В (стандартное падение напряжения);
  • η = 90%;
  • NTx = 2 (класс 10 GPRS);
  • IMOD_Tx = (параметр. Необходимо использовать худший вариант VSWR);
  • IMOD_NonTx = 120 мА (обычно общее потребление BB + RF).
  • При ILIM_threshold = 0,6 A ⇒ для Ipeak_Tx = 2,2 A и VConv > 3,8 В ⇒ Cstorage > 1,9 мФ.

Рис. 26. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 0,6 А

Рис. 26. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 0,6 А

  • При ILIM_threshold = 0,8 A ⇒ для Ipeak_Tx = 2,2 A и VConv > 3,8 В ⇒ Cstorage > 1,6 мФ.

Рис. 27. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 0,8 А

Рис. 27. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 0,8 А

  • При ILIM_threshold = 1 A ⇒ для Ipeak_Tx = 2,2 A и VConv > 3,8 В ⇒ Cstorage > 1,4 мФ.

Рис. 28. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 1 А

Рис. 28. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 1 А

  • При ILIM_threshold = 1,2 A ⇒ для Ipeak_Tx = 2,2 A и VConv > 3,8 В⇒ Cstorage > 1,2 мФ.

Рис. 29. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 1,2 А

Рис. 29. Соотношение ILIM_max и Cstorage / ILIM_threshold = 1,2 А

Если величины CStorage и ILIM_Threshold не согласованы, то значение входного напряжения DC/DC-преобразователя (VConv) может опуститься ниже минимального допустимого значения, необходимого для сохранения GPRS-сессии.

По этой причине необходимо производить выбор CStorage и ILIM_Threshold, используя графики, представленные на рисунках 30…34.

Рис. 30. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 4,50 В

Рис. 30. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 4,50 В

Рис. 31. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 4,75 В

Рис. 31. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 4,75 В

Рис. 32. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 5,00 В

Рис. 32. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 5,00 В

Рис. 33. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 5,25 В

Рис. 33. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 5,25 В

Рис. 34. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 5,50 В

Рис. 34. Соотношение Cstorage и ILIM_Threshold / VSource = 5,50 В

Рекомендации по разработке печатных плат

Печатная плата для ВЧ должна быть многослойной

  • необходимо использовать не менее 4 слоев;
  • следует делать слои заземления внешними;
  • все шумные линии (тактирование, шины адреса и данных и так далее) должны быть размещены на внутренних слоях;
  • размещать дорожки питания следует с учетом общего эквивалентного сопротивления (падения напряжения).

Примечание: дорожки для питания модуля предпочтительно размещать на внутренних слоях для предотвращения рассеянного излучения, вызванного TDMA, гармониками, шумами от переключений DC/DC-преобразователя и прочим, но для этого требуется использование переходных отверстий, которые, если их число недостаточно (должно быть не менее 3), значительно увеличивают сопротивление линии.

Говоря «слой заземления», следует подразумевать «3D»

Слой заземления всегда следует рассматривать не как поверхность, а как объем (рисунок 35). Слово «слой» в данном случае является недостаточно точным описанием, которое может привести к ошибкам при проектировании.

Рис. 35. Плоскость заземления рассматривается как объемная структура

Рис. 35. Плоскость заземления рассматривается как объемная структура

В результате разработчик должен рассматривать все слои как слои заземления и соединять их вместе с помощью сквозных отверстий, равномерно распределенных во всех направлениях. Расстояние «dv» между двумя переходами должно быть рассчитано с использованием эмпирической формулы 6:

\(\large dv \leq \frac{1}{10}\times \frac{\lambda_{g}}{4}=\frac{1}{40}\times \lambda_{g}\)

\(\large \lambda_{g(мм)}=\frac{c}{F_{max}\times \sqrt{\varepsilon r}}\qquad{\mathrm{(6)}}\)

Где:

  • c = скорость света = 299 792 458 м/с ≈ 300·109 мм/с;
  • Fmax (ГГц) = максимальная используемая в проекте частота;
  • εr = относительная диэлектрическая проницаемость материала печатной платы.

Для приложения 2 ГГц/FR4, шаг dv будет равен (формула 7):

\(\large dv=\frac{300}{80\times \sqrt{4.6}}\approx 1.8\) мм \(\qquad{\mathrm{(7)}}\)

Дальнейшая разработка печатной платы ведется на основе данного идеализированного шаблона. Для этого необходимо удалить или переместить минимальное число переходных отверстий, чтобы освободить место для компонентов и дорожек, которые будут разведены преимущественно на внутренних слоях.

Использование сплошных полигонов или отдельных дорожек для питания

Существует две противоречащих друг другу техники трассировки питания (рисунок 36).

Рис. 36. Использование сплошных полигонов и отдельных дорожек для питания

Рис. 36. Использование сплошных полигонов и отдельных дорожек для питания

Сплошные полигоны и слои питания имеют преимущество, заключающееся в том, что их поверхность образует распределенный конденсатор. Тем не менее, при трассировке приоритет следует отдавать использованию отдельных дорожек питания, соединенных в одной точке, что позволяет лучше контролировать распределение тока.

Трассировка цепей питания

При трассировке питания следует отдавать предпочтение широким дорожкам, а не силовым полигонам и плоскостям. При этом дорожки можно разделять переходными отверстиями, подключенными к плоскостям заземления GND (рисунок 37).

Рис. 37. Трассировка линий питания на внутренних слоях

Рис. 37. Трассировка линий питания на внутренних слоях

Для питания ВЧ-модуля предпочтительно создавать отдельную, короткую и широкую (не менее 3 мм) дорожку VBatt. Для питания других компонентов следует использовать отдельные дорожки (рисунок 38).

Рис. 38. Пример трассировки питания

Рис. 38. Пример трассировки питания

Если длина дорожки VBatt оказывается значительной (несколько сантиметров), рекомендуется разместить ее на одном из внутренних слоев и изолировать с помощью «стенок» заземления с использованием полосковых линий (рисунок 39).

Рис. 39. Длинная дорожка VBatt, размещенная на внутреннем слое

Рис. 39. Длинная дорожка VBatt, размещенная на внутреннем слое

Для снижения импеданса рекомендуется соединять внутренние и наружные дорожки VBatt с помощью трех переходных отверстий или пяти микропереходов (Micro-Via) (рисунок 40).

Рис. 40. Соединение внутренних и наружных дорожек VBatt

Рис. 40. Соединение внутренних и наружных дорожек VBatt

Размещение источника питания и выполнение развязки по питанию

Убедитесь, что блок питания установлен как можно ближе к модулю, чтобы избежать потерь на печатной дорожке, побочных излучений и взаимного влияния с другими дорожками.

Если используется внутренняя GSM-антенна, поместите источник питания под металлический экран или держите его подальше от антенны.

На рисунках 41 и 42 представлены примеры размещения источника питания и развязывающих конденсаторов:

  • C1 (33 пФ) и C2 (10 пФ) – развязывающие конденсаторы;
  • C3 – танталовый конденсатор с низким последовательным сопротивлением ESR или многослойный керамический конденсатор.

Не допускается использование перпендикулярных дорожек между Vbatt и контактными площадками C1/C2.

C1 и C2 должны быть расположены как можно ближе к модулю.

Рис. 41. Примеры неудачного расположения развязывающих конденсаторов для SL808x

Рис. 41. Примеры неудачного расположения развязывающих конденсаторов для SL808x

Рис. 42. Примеры удачного расположения развязывающих конденсаторов для SL808x

Рис. 42. Примеры удачного расположения развязывающих конденсаторов для SL808x

Тепловой анализ

Распространение тепла от электронного компонента происходит с помощью механизмов:

  • проводимости,
  • конвекции,
  • излучения.

Доля тепла, передающегося каждым из этих способов, сильно зависит от расположения нагреваемого компонента.

Поскольку цель этого руководства заключается не в том, чтобы выполнить исчерпывающий тепловой анализ, мы намеренно решили сократить исследование до рассмотрения вопросов передачи тепла за счет теплопроводности.

Этот способ охлаждения является основным и наиболее выгодным, при этом дополнительный отвод тепла за счет излучения и конвекции будет давать только дополнительные преимущества.

В следующих разделах рассматриваются основные понятия теплопроводности для корпусов электронных компонентов, после чего следует пример теплового расчета 6-слойной печатной платы.

Основные положения теплопроводности для корпусов электронных компонентов

Стандартные места измерения температуры

Стандарт JEDEC № 51-12 определяет места измерения температуры, используемые для определения тепловых значений (рисунок 43).

Рис. 43. Стандартные точки измерения температуры

Рис. 43. Стандартные точки измерения температуры

Основные обозначения тепловых величин

Вырезка из JESD 51 представлена в таблице 10.

Таблица 10. Основные обозначения тепловых величин

Символ Единицы измерения Описание
RθJA или θJA К/Вт Тепловое сопротивление «переход-окружающее пространство (воздух)», характеризующий тепловое сопротивление между активной частью полупроводника и окружающим пространством (воздухом).
RθJB или θJB К/Вт Тепловое сопротивление «переход-плата»
ΨJB К/Вт Тепловой коэффициент «переход-плата», равный отношению разности температур перехода (TJ) и платы (TB) и общей выделяемой мощности (PH); применим к сборкам из множества корпусов. Параметры окружающего пространства должны быть учтены.
RθJC или θJC К/Вт Тепловое сопротивление «переход-корпус», характеризующее тепловое сопротивление между активной частью полупроводника и внешней частью корпуса, которая непосредственно примыкает к кристаллу и через которую происходит большая часть передачи теплового потока.
RθJCtop или θJCtop К/Вт Тепловое сопротивление «переход-корпус», который учитывает поток тепла через верхнюю часть корпуса.
RθJCbot или θJCbot К/Вт Тепловое сопротивление «переход-корпус», который учитывает поток тепла через нижнюю часть корпуса.
ΨJT К/Вт Тепловой коэффициент «переход-корпус», равный отношению разности температур перехода (TJ), верхней поверхности корпуса (TT) и общей выделяемой мощности (PH). Параметры окружающего пространства должны быть учтены.

Аналогии между тепловыми и электрическими величинами

Существует прямая связь между тепловыми и электрическими величинами. Она представлена в таблице 11 и на рисунке 44.

Примечание: обозначения K или °C являются взаимозаменяемыми.

Таблица 11. Аналогии между тепловыми и электрическими характеристиками

Тепловые величины Электрические величины
T Температура K (или °C) U Напряжение В
J Поток тепла Вт/м² J Плотность тока A/м²
P Рассеиваемая мощность Вт/м² I Ток A
Q Количество тепла J = Вт·с Q Электрический заряд C = А·с
λth Теплопроводность Вт/(K·м) σ Электропроводность 1/(Ом·м)
Rth Тепловое сопротивление K/Вт R Сопротивление W = В/А
Cth Тепловая емкость Вт·с/К C Емкость F = А·с/В
ρ Плотность материала кг/м3 ε Абсолютная диэлектрическая проницаемость Ф/м

Рис. 44. Аналогии между тепловыми и электрическими характеристиками

Рис. 44. Аналогии между тепловыми и электрическими характеристиками

Эти отношения очень полезны для простого моделирования тепловых процессов с использованием симуляторов электрических схем.

Примечание: В связи с тем, что информация о теплоемкости очень часто не приводится, в оставшейся части статьи она игнорируется. Наличие теплоемкости приводит к улучшению переходных тепловых процессов.

Тепловые характеристики часто используемых материалов

Тепловые характеристики часто используемых материалов представлены в таблице 12.

Таблица 12. Тепловые характеристики часто используемых материалов

Материал Теплопроводность λ, Вт/(м·К) Плотность, ρ,·г/см3 Удельная теплоемкость, c, Дж/(кг·К)
Воздух 0,0262
Пластик 0,2…1
Кремний 140 2,4 700
Припой (Sn63%/Pb37%) 50…60 9 200
Медь (Cu) 310…400 7,6…8,9 385…420
Стеклотекстолит (FR-4) 0,68…1,38
Термопаста 0,4…2,6
Теплопроводящая подложка 0,9…2,7
Алюминий (Al) 170…230 2,7 900…950
Оксид алюминия (Al2O3) 26…40 3,8 800

Температура перехода и тепловые сопротивления

В специальной литературе мы можем легко найти выражение, связывающее следующие величины (формула 8):

  • PDISS_Max – максимальная мощность, которая может быть рассеяна при TC;
  • TJ_max – максимально допустимая температура перехода;
  • TA – температура окружающей среды;
  • θJA – тепловое сопротивление «переход-окружающая среда» (часто указывается в документации).

\(\large T_{JMax}(K)=T_{A}+P_{DissMax}\times \Theta_{JA}\Rightarrow P_{DissMax}(W)=\frac{T_{JMax}-T_{A}}{\Theta_{JA}}\) \(\qquad{\mathrm{(8)}}\)

TO220 без радиатора – используй θJA

Если теплоотвод не используется, то для расчета максимальной выделяемой мощности учитывается только параметр θJA.

Например, для транзистора IRFI4110GPbF указаны следующие параметры:

  • TJ_max = 175°C
  • θJA = 65°C/Вт (при монтаже на печатной плате FR-4 или G-10 площадью 1 кв. дюйм)

Тогда для TA = 25°C получаем PDiss_max (TA = 25°C) ≈ 2.3 Вт

Для TA = 85°C получаем PDiss_max (TA = 85°C) ≈ 1.4 Вт

Данные результаты оказываются очень низкими, особенно по сравнению с заявленным в той же документации значением: PD (TC = 25°C) = 61 Вт.

Это говорит о том, что при использовании эффективного теплоотвода, который сможет поддерживать температуру корпуса на уровне 25°C, мы сможем добиться заявленной мощности 61 Вт.

TO220 с радиатором – используй θ

При использовании радиатора потребуются дополнительные данные для выполнения соответствующих расчетов (рисунок 45).

Рис. 45. Моделирование компонента, размещенного на радиаторе

Рис. 45. Моделирование компонента, размещенного на радиаторе

  • θCA_top – тепловое сопротивление «корпус-окружающее пространство» (редко приводится в документации) (1);
  • θJC – тепловое сопротивление «переход-корпус» (часто приводится в документации) (2):
    • θJC_top – тепловое сопротивление «переход-корпус», которое учитывает поток тепла через верхнюю часть корпуса (3);
    • θJC_bot – тепловое сопротивление «переход-корпус», которое учитывает поток тепла через нижнюю часть корпуса (4).
  • θTIF – тепловое сопротивление термопрокладки (5);
  • θHSK – тепловое сопротивление радиатора (6);

Если проигнорировать параметры (1), (3) и (4), последнее выражение принимает следующий вид (формула 9):

\(T_{JMax}(K)=T_{A}+P_{DissMax}\times (\Theta_{JC}+\Theta_{TIF}+\Theta_{Hsk})\Rightarrow P_{DissMax}(W)=\frac{T_{JMax}-T_{A}}{(\Theta_{JC}+\Theta_{TIF}+\Theta_{Hsk})}\) \(\qquad{\mathrm{(9)}}\)

Отсюда можем определить требуемое значение теплового сопротивления радиатора (формула 10):

\(\Theta_{Hsk}(K/W)=\frac{T_{JMax}-T_{A}}{P_{DissMax}}-\Theta_{JC}-\Theta_{TIF}\) \(\qquad{\mathrm{(10)}}\)

Пример:

Пусть требуется рассеять мощность 16 Вт при использовании транзистора IRFI4110GPbF при температуре 85°C:

PDiss_max = 16 Вт;
TJ_max = 175°C;
TA = 85°C;
θJC = 2,46°C/Вт;
θTIF = 0,5°C/Вт;

Тогда можно рассчитать θHSK ≈ 2,5°C/Вт.

То есть тепловое сопротивление радиатора должно быть не более 2,5°C/Вт.

Коэффициент снижения мощности

Коэффициент снижения мощности dPdiss приводят для того чтобы быстро определить, какая мощность может быть рассеяна при заданной температуре корпуса (рисунок 46).

Рис. 46. Коэффициент снижения мощности

Рис. 46. Коэффициент снижения мощности

Из этого графика видно, что абсолютная максимальная рассеиваемая мощность не изменяется при снижении температуры TC менее 25°C. Это означает, что невозможно рассеивать больше мощности, даже если температура корпуса ниже 25°C.

Случай расположения интегральных микросхем на многослойной печатной плате

Анализ и расчет тепловой модели значительно усложняется, если в качестве основного теплоотвода используется многослойная печатная плата.

В примере с корпусом TO220 из-за большого отношения θJAJC (около 26) отвод тепла происходил в основном за счет радиатора, характеристики которого легко найти у производителей. Так как степень интеграции чаще всего является наиболее важным параметром, то для интегральных схем отношение θJAJC в настоящее время достаточно малое (около 10), что увеличивает вклад других составляющих теплового сопротивления.

Существует множество тепловых характеристик (см. раздел «Основные обозначения тепловых величин»), которые точно описаны в стандарте JEDEC/JESD51.

Кроме того, мы должны учитывать, что многослойная плата не является идеальным радиатором. Ее тепловое сопротивление сильно зависит от расположения слоев, толщины, площади поверхности, площади медного покрытия поверхности, количества переходных отверстий (и/или микропереходов μvias), расположенных под или рядом с теплостоком ИС. Все эти параметры определяют окончательное значение теплового сопротивления печатной платы, которое и должно быть рассчитано.

Наличие точек пайки также необходимо учитывать при разработке тепловой модели, так как они представляют собой пути отвода тепла от ИС к печатной плате.

Наконец, разработчик должен учитывать повышение температуры за счет мощности, выделяемой другими компонентами, расположенными на той же печатной плате (особенно если плата помещена в закрытый корпус).

Тепловая модель ИС, распаянной на многослойной печатной плате

В качестве примера рассмотрим наш DC/DC-преобразователь, распаянный на многослойной печатной плате (таблица 13). Компания Texas Instruments предоставляет некоторые полезные параметры (на рисунке 47 отмечены синим), которые помогают нам разработать тепловую модель (рисунки 48 и 49).

Рис. 47. Тепловая модель DC/DC-преобразователя, распаянного на многослойной печатной плате

Рис. 47. Тепловая модель DC/DC-преобразователя, распаянного на многослойной печатной плате

Таблица 13. Параметры тепловой модели DC/DC-преобразователя, распаянного на многослойной печатной плате

Символ Описание
θJA Тепловое сопротивление «кристалл-окружающее пространство»
θJC(top) Тепловой коэффициент «кристалл-корпус», который учитывает поток тепла через верхнюю часть корпуса
θJB Тепловое сопротивление «кристалл-плата»
ΨJT Тепловой коэффициент «кристалл-корпус» (верх)
ΨJB Тепловой коэффициент «кристалл–корпус» (низ)
θJC(bot) Тепловой коэффициент «кристалл–корпус», который учитывает поток тепла через нижнюю часть корпуса

Примечание:

Tamb – на рисунке 47 температура окружающей среды разделена на два компонента. Используемое значение зависит от положения микросхемы. Кроме того, окружающая температура часто неоднородна.

θJC(top) – это тепловое сопротивление будет игнорироваться, поскольку оно уже учитывается в θJA.

θJB – тепловое сопротивление «кристалл–плата», где TBoard – это температура, измеренная под или рядом с компонентом, с использованием платы 2s2p (см. JESD51). Этот θJB включает в себя тепловое сопротивление θsn63 припоя и θJC(bot). Поэтому далее они не будут учитываться.

θJPAD – эта составляющая показана на рисунке 47, но не предоставляется TI. Только центральная нижняя площадка (Exposed thermal pad) рассматривается как теплоотвод. Целью было показать основной вклад данной площадки в общий отвод тепла, даже если в расчете не учитываются остальные точки пайки.

ΨJB и ΨJT, представленные TI, на самом деле не являются тепловыми сопротивлениями, но полезны во время экспериментов, так как дают представление о температуре кристалла. Далее эти параметры будут проигнорированы.

Рис. 48. Первая упрощенная тепловая модель преобразователя, распаянного на печатной плате

Рис. 48. Первая упрощенная тепловая модель преобразователя, распаянного на печатной плате

θPCB_FULL: тепловое сопротивление печатной платы зависит от:

  • организации стека;
  • количества отверстий;
  • плотности покрытия медью каждого слоя;
  • теплопроводности всех материалов, образующих ПП.

θPCB_A: эквивалентное тепловое сопротивление, образуемое за счет конвекции и излучения ПП. Оно зависит от:

  • площади ПП;
  • позиционирования ПП (вертикальное/горизонтальное, размещение вдоль или поперек);
  • объема и скорости окружающего воздушного потока.

Рис. 49. Конечная упрощенная тепловая модель преобразователя, распаянного на печатной плате

Рис. 49. Конечная упрощенная тепловая модель преобразователя, распаянного на печатной плате

Произведем расчет (формулы 11, 12, 13, 14)

\(\Theta_{JA}\times I_{1}+T_{AmbTop}=(\Theta_{JB}+\Theta_{PcbFull})\times I_{2}+T_{AmbBottom}\)

\(\Rightarrow (\Theta_{JB}+\Theta_{PcbFull})\times I_{2}=\Theta_{JA}\times I_{1}+T_{AmbTop}-T_{AmbBottom}\)

\(\Rightarrow \Theta_{PcbFull}\times I_{2}=\Theta_{JA}\times I_{1}+T_{AmbTop}-T_{AmbBottom}-\Theta_{JB}\times I_{2}\)  \(\qquad{\mathrm{(11)}}\)

\(\Rightarrow \Theta_{PcbFull}=\frac{\Theta_{JA}\times I_{1}+T_{AmbTop}-T_{AmbBottom} }{I_{2}}-\Theta_{JB}\)  \(\qquad{\mathrm{(12)}}\)

\(I=P_{Diss}=I_{1}+I_{2}\Rightarrow I_{2}=P_{Diss}-I_{1}\)  \(\qquad{\mathrm{(13)}}\)

\(I_{1}=\frac{T_{J}-T_{AmbTop}}{\Theta_{JA}}\Rightarrow I_{2}=P_{Diss}-\frac{T_{J}-T_{AmbTop}}{\Theta_{JA}}\)  \(\qquad{\mathrm{(14)}}\)

Если корпус не используется, то \(T_{AmbTop}\approx T_{AmbBottom}\approx T_{Amb}\), тогда (формула 15):

\(\Theta_{PcbFull}=\frac{T_{J}-T_{Amb}}{P_{Diss}-\frac{T_{J}-T_{Amb}}{\Theta_{JA}}}-\Theta_{JB}\)  \(\qquad{\mathrm{(15)}}\)

θPCB_FULL – максимальное значение, которое гарантирует, что температура кристалла не превысит значение ограниченное производителем.

Устанавливая минимальное значение для θPCB_FULL, мы можем рассчитать максимальную температуру окружающей среды для данного проекта (формулы 16, 17):

\(\Theta_{PcbFullMin}=\frac{T_{J}-T_{AmbMax}}{P_{Diss}-\frac{T_{J}-T_{AmbMax}}{\Theta_{JA}}}-\Theta_{JB}\)  \(\qquad{\mathrm{(16)}}\)

\(T_{AmbMax}=T_{J}-\frac{\Theta_{PcbFullMin}+\Theta_{JB}}{1+\frac{\Theta_{PcbFullMin}+\Theta_{JB}}{\Theta_{JA}}}\times P_{Diss}\) \(\qquad{\mathrm{(17)}}\)

Расчет теплового сопротивления многослойной печатной платы θPCB_FULL

Рассмотрим 6-слойную печатную плату 30×20 мм (таблица 14).

Таблица 14. Стек 6-слойной печатной платы

Слой Тип Толщина Переходные отверстия
мкм μVia BV TH
Слой 1 Медь 60 μVia Сквозные переходные отверстия
Диэлектрик Препрег 170
Слой 2 Медь 30 Внутренние глухие переходные отверстия
Диэлектрик База 340
Слой 3 Медь 30
Диэлектрик Препрег 340
Слой 4 Медь 30
Диэлектрик База 340
Слой 5 Медь 30 μVia
Диэлектрик Препрег 170
Слой 6 Медь 60

Для обеспечения большей ясности и прозрачности наших рассуждений мы будем полагать, что каждый слой меди и диэлектрика имеет однородное тепловое сопротивление.

Хотя в общем случае наличие плоскостей общей земли в ВЧ-приложениях помогает повысить тепловую однородность схемы, это не гарантировано для всех печатных плат. В этом случае в расчете должен использоваться весовой коэффициент.

В приведенном ниже «инструменте расчета теплового сопротивления 6-слойной платы» (рисунок 50) окончательное значение θPCB_FULL вычисляется путем добавления всех тепловых сопротивлений каждого слоя меди или диэлектрика.

  • θCopper получается с использованием эквивалентной площади плоскости GND (например, для слоя 1 плоскость GND покрывает 75% площади печатной платы);
  • θDielectric рассчитывается путем параллельного размещения всех задействованных тепловых сопротивлений (переходных отверстий и диэлектриков).

Рис. 50. Расчет теплового сопротивления 6-слойной платы

Рис. 50. Расчет теплового сопротивления 6-слойной платы

Пример расчета для GSM-устройства

Рассмотрим пример из одного из предыдущих разделов «Конфигурация слотов», где был представлен худший случай для 10 класса GPRS (2Tx- и 3Rx-слота без ограничения мощности передачи) (рисунок 51).

Рис. 51. График тока потребления SL8083 для 10 класса GPRS – 2 слота Tx и 3 слота Rx (худший случай)

Рис. 51. График тока потребления SL8083 для 10 класса GPRS – 2 слота Tx и 3 слота Rx (худший случай)

В течение этого фрейма можно заметить:

  • 2 Tx слота ⇒ ITx;
  • 1 idle слот ⇒ IIdle;
  • 3 Rx слота ⇒ IRx;
  • 2 idle слота ⇒ IIdle.

Из трех последних выражений следует \(I_{NonTx}=Average\left[I_{Rx}; I_{Idle} \right]=\frac{I_{Rx}+I_{Idle}}{2}\).

В этом примере для питания SL8083 мы будем использовать DC/DC-преобразователь на базе LMR10515 производства компании Texas Instruments (рисунок 52), построенный по схеме с накопительным конденсатором. Эта схема была подробно рассмотрена в одном из предыдущих разделов статьи.

Рис. 52. DC/DC-преобразователь с накопительным конденсатором

Рис. 52. DC/DC-преобразователь с накопительным конденсатором

Характеристики

Таблица 16. Характеристики

Параметры Обозначение Мин Тип Макс
Параметры схемы
Диапазон входных напряжений, В Vin 4,5 5 5,5
Диапазон рабочих температур, °С Tamb -30 85
Характеристики преобразователя LMR10515 (корпус WSON)
Выходной ток, А IOut 1,5
Сопротивление преобразователя (RON + INDRDC), мОм RConv 220
Температура перехода (рабочая), °С TJmax 125
Тепловое сопротивление «переход-окружающая среда», °С/Вт θJA 80
Тепловое сопротивление «переход-корпус», °С/Вт θJC 18
Характеристики модуля SL8083
Диапазон рабочих напряжений, В VBatt 3,3 3,6 4,3
Несогласованность антенны VSWR 3:1
Потребление в режиме передачи Tx, А ITx 2
Потребление в режиме приема Rx, мА IRx 110
Потребление в режиме ожидания Idle, мА IIdle 70

Анализ выходных токов

Во время сессии GSM или GPRS выходной ток, обеспечиваемый DC/DC-преобразователем, сильно зависит от значения выходного конденсатора:

  • Без накопительного конденсатора (CStor не подключен)
    • выходной ток равен току, потребляемому модулем;
    • наихудший случай относится к слотам, когда происходит передача Tx. В течение этих интервалов протекает максимальный ток;
    • так как в таблице 16 выходной ток DC/DC-преобразователя ниже, чем ток, потребляемый модулем во время интервала передачи, то использование накопительного конденсатора оказывается обязательным.
  • С накопительным конденсатором (CStor = несколько мФ)

Выходной ток примерно соответствует проинтегрированному току, потребляемому модулем.

На практике полная интеграция тока потребления никогда не происходит. Во-первых, из-за фактических технологических ограничений (конечной емкости конденсатора, наличия последовательного сопротивления ESR, конечных размеров, влияния температуры). Во-вторых, из-за стоимости этих конденсаторов (> 470 мФ).

Вывод: Для нашего анализа мы не будем рассматривать средний ток, потребляемый модулем. Вместо этого будет использоваться максимальный выходной ток, обеспечиваемый DC/DC-преобразователем во время слотов передачи Tx.

Предупреждение: Когда используется накопительный конденсатор — необходимо предусмотреть возможность плавного запуска в качестве меры предосторожности.

Емкость накопительного конденсатора может быть оценена следующим образом (формула 18):

\(Q=C\times \Delta U_{C}=I_{C}\times \Delta t\)

\(C=\frac{I_{C}}{\Delta U_{C}}\times \Delta t\)\(\qquad{\mathrm{(18)}}\)

Или получена из моделирования (например, в PSPICE) с использованием следующих параметров:

  • параметры фрейма GPRS;
  • параметры конденсатора (тип, последовательное сопротивление ESR, последовательная эквивалентная индуктивность ESL);
  • максимальный выходной ток DC/DC-преобразователя;
  • ориентировочные значения паразитных сопротивлений (печатных дорожек, DC/DC-преобразователя, индуктивности, ферритовых бусин).

Расчет емкости накопительного конденсатора Cstorage

Рассмотрим упрощенную схему, представленную на рисунке 53.

Рис. 53. Упрощенная схема для расчета емкости накопительного конденсатора Cstorage

Рис. 53. Упрощенная схема для расчета емкости накопительного конденсатора Cstorage

Мы можем сделать следующие выкладки (формула 19):

\(\Delta V_{Batt}=-(ESR\times I_{C}+\Delta U_{C}+R_{Track}\times I_{Mod})\)

\(\Delta U_{C}=-(\Delta V_{Batt}+R_{Track}\times I_{Mod}+ESR\times I_{C})\)

\(I_{C}=I_{Mod}-I_{Out}\)

\(\Delta U_{C}=-(\Delta V_{Batt}+R_{Track}\times I_{Mod}+ESR\times (I_{Mod}-I_{Out}))\)\(\qquad{\mathrm{(19)}}\)

Тогда значение будет следующим (формула 20):

\(\large C=\frac{I_{C}}{\Delta U_{C}}\times \Delta t=\frac{I_{Out}-I_{Mod}}{\Delta V_{Batt}+R_{Track}\times I_{Mod}+ESR\times (I_{Mod}-I_{Out})}\times \Delta t\)\(\qquad{\mathrm{(20)}}\)

Исходные данные для расчета:

  • ΔVBatt = -200 мВ (гипотетически);
  • ESR = 20 мОм;
  • RTrack = 10 мОм;
  • IMod = ITx = 2 A;
  • Δt = 2×577 мкс (2 Tx слота).

Получим следующий результат (формула 21)

Итого: \(C\approx 3.4\) мкФ\(\qquad{\mathrm{(21)}}\)

Это очень приблизительное значение, поскольку неизвестно, каким может быть отклонение напряжения VBatt. Поэтому в данном случае идеальным решением будет использование моделирования и дальнейшая экспериментальная проверка на реальных образцах.

Оценка накопительного конденсатора Cstorage с помощью аналогового моделирования

Представленные ниже результаты PSPICE-моделирования (рисунок 54) были получены для худшего случая – 10 класс GPRS 2Tx и 3Rx слота без ограничения мощности передачи.

Рис. 54. Схема PSPICE-моделирования

Рис. 54. Схема PSPICE-моделирования

Исходные данные для моделирования:

  • RConverter = 100 мОм;
  • ESR = 20 мОм;
  • RTracks = 10 мОм;
  • VBatt = 3,8 В;
  • INonTx = 90 мА;
  • ITx и CStor = переменные параметры.

Использование достаточно простого графика, представленного на рисунке 55, позволяет нам определить минимальную емкость накопительного конденсатора Cstorage.

Рис. 55. Выбор емкости накопительного конденсатора

Рис. 55. Выбор емкости накопительного конденсатора

Так, для IOut ≤ 1,5 A емкость CStorage должна быть больше, чем 2,8 мФ. Следовательно, выбираем CStorage = 2×2,2 мФ (±20%) (рисунок 56).

(Vishay: 592W228X06R3X2T20H/[-55°C…125°C]/± 20%/70 мОм.)

Рис. 56. Результаты моделирования: CStorage = 2x2,2 мФ

Рис. 56. Результаты моделирования: CStorage = 2×2,2 мФ

Предупреждение: Во время слотов передачи Tx степень разряда VBat зависит от значений RConv, ESR, CStorage (рисунок 57). По этой причине необходимо проверить VBatt на соответствие требованиям по питанию модуля.

Рис. 57. Соотношение минимального значения VBatt min и емкости Cstorage

Рис. 57. Соотношение минимального значения VBatt min и емкости Cstorage

Мощность потерь DC/DC-преобразователя

Как было показано ранее в разделе «Режим работы: ЧИМ или ШИМ», эффективность DC/DC-преобразователя меняется в зависимости от величины выходного тока. Однако эффективность также зависит от разности значений Vout-Vin. Это хорошо видно на графиках, представленных на рисунке 58.

Рис. 58. КПД преобразователя LMR10515

Рис. 58. КПД преобразователя LMR10515

Связь между входной и выходной мощностью описывается формулой 22:

\(P_{Out}=\eta \times P_{In}\), \(\qquad{\mathrm{(22)}}\)

где η – КПД преобразователя (формула 23):

\(P_{In}=\frac{P_{Out}}{\eta}\)\(\qquad{\mathrm{(23)}}\)

Тогда мощность, рассеиваемая преобразователем, вычисляется по формуле 24:

\(P_{Diss}=P_{In}-P_{Out}\)

\(\Rightarrow P_{Diss}=\frac{P_{Out}}{\eta}-P_{Out}\)

\(\Rightarrow P_{Diss}=\left(\frac{1}{\eta}-1\right)\times P_{Out}\)\(\qquad{\mathrm{(24)}}\)

Так как используется микросхема преобразователя LMR10515X, то в течение слотов передачи Tx КПД будет приблизительно равно η = 86% (формула 25).

\(\Rightarrow P_{DissTx}\approx P_{Out}\times 16\)%\(\qquad{\mathrm{(25)}}\)

В течении двух слотов передачи Tx × Pout = 3.8 В × 1.5 А = 5,7 Вт (формула 26):

\(\Rightarrow P_{DissTx}\approx 1\) Вт \(\qquad{\mathrm{(26)}}\)

В течение слотов без передачи NONTx КПД будет приблизительно равно η = 75% (формула 27):

\(\Rightarrow P_{DissNonTx}\approx P_{Out}\times 33\)% \(\qquad{\mathrm{(27)}}\)

В течении оставшихся шести слотов без передачи Pout = 3.8 В × 0.09 А = 0.34 Вт (формула 28)

\(\Rightarrow P_{DissNonTx}\approx 0.11\) Вт \(\qquad{\mathrm{(28)}}\)

Средняя мощность потребления (формула 29):

\(\large P_{DissAVG}=\frac{2\times P_{DissTx}+6\times P_{DissNonTx}}{8}\approx 0.33\) Вт \(\qquad{\mathrm{(29)}}\)

Даже если средняя мощность довольно мала, то мощности, рассеиваемой во время слота передачи Tx, будет достаточно, чтобы значительно разогреть кристалл:

  • TAmb_max = 85°С;
  • θJA = 80°С/Вт;
  • PDiss_Tx = 1 Вт.

⇒ TJ_Tx = 165°С, при этом рабочая температура перехода составляет 125°C. Именно по этой причине печатная плата необходима в качестве теплоотвода.

Какое максимальное тепловое сопротивление допустимо для печатной платы?

Согласно разделу «Тепловая модель ИС распаянной на многослойной печатной плате» (формула 30):

\(\large \Theta_{PcbFull}=\frac{T_{J}-T_{Amb}}{P_{Diss}-\frac{T_{J}-T_{Amb}}{\Theta_{JA}}}-\Theta_{JB}\)\(\qquad{\mathrm{(30)}}\)

\(\large \Theta_{PcbFull}\leq \frac{125-85}{1-\frac{125-85}{80}}-18=62\)°C/W

Заключение

Любая печатная плата, конечно же, будет иметь тепловое сопротивление ниже рассчитанного. Поэтому, с учетом мощности, рассеиваемой DC/DC-преобразователем, особых температурных ограничений при проектировании ПП нет.

Для удобства, график зависимости θPCB_FULL и PDISS представлен на рисунке 59.

Рис. 59. Зависимость θPCB_FULL и PDISS для LMR10515

Рис. 59. Зависимость θPCB_FULL и PDISS для LMR10515

Из графика видно, что устройство может легко работать и при Tamb = 105°C.

Оригинал статьи

•••

Наши информационные каналы

О компании Sierra Wireless

Канадская компания Sierra Wireless, основанная в 1993г., — один из мировых лидеров в разработке решений для беспроводной передачи данных, беспроводных модемов для мобильных компьютеров и М2М, ведущий разработчик и производитель продуктов на основе новейших технологий 3G, GSM/GPRS/EDGE, Ethernet и WLAN. Sierra Wireless - ключевой поставщик на рынке ведущих мобильных сетевых операторов, а также - производителей оборудования для мобильных компьютеров, сетевой и промышленной автоматизации и энер ...читать далее

Товары
Наименование
SL6087 DVK (SW)
GRM0335C1H820JA01D (MUR)
GRM1555C1H680JZ01D (MUR)
GRM1885C1H510JA01D (MUR)
GRM0335C1E7R0DA01D (MUR)
GRM1555C1H560JZ01D (MUR)
GRM1885C1H470JA01D (MUR)
GRM0335C1H180JD01J (MUR)
GRM1555C1H160JZ01D (MUR)
GRM1885C1H120JA01D (MUR)