Драйверы затвора с источником тока повышают быстродействие при включении IGBT

27 февраля

управление питаниемответственные примененияInfineonстатьяинтегральные микросхемыдискретные полупроводники

Разработчики драйверов управления транзисторами часто вынуждены использовать для включения резисторы увеличенного, в сравнении с предлагаемым в спецификации IGBT, номинала, чтобы понизить максимальное значение dvCE/dt, то есть замедлить скорость нарастания напряжения в процессе коммутации тока. Компания Infineon Technologies предлагает новый драйвер 1EDS20I12SV, который контролирует относительное постоянство dvCE/dt.

Сравнение двух драйверов затвора – на базе интегральной схемы (ИС) 1EDS20I12SV и традиционной ИС драйвера, – которые работают с одним и тем же силовым модулем, показывает преимущества нового метода управления. Силовой модуль на 1200 A/1200 В (FF1200R12IE5) разработан для мощного оборудования.

Расчет переходных характеристик IGBT

Для понимания работы схемы управления на основе 1EDS20I12SV полезно проанализировать переходные процессы при включении IGBT для индуктивной нагрузки (рисунок 1). Для упрощения будем считать, что коммутирующий диод представляет собой кремниевый диод Шоттки, для которого обратное восстановление является чисто емкостным.

Рис. 1. Типичный переходный процесс при включении IGBT разделен на три секции

Рис. 1. Типичный переходный процесс при включении IGBT разделен на три секции

Ток затвора Ig заряжает емкости между затвором и эмиттером Cge и затвором и коллектором Cgc (формула 1) ([4], [5]):

$$I_{g}=\frac{d}{dt}(C_{ge}\times V_{ge}+C_{gc}\times V_{gc})\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Можно предположить, что емкость «затвор-эмиттер» не зависит от напряжения, тогда как зависимость Cgc от напряжения является значительной. Емкость Cgc мала при больших значениях Vgc, но велика при малых напряжениях (формула 2):

$$I_{g}=C_{ge}\times \frac{d}{dt}\times V_{ge}+\frac{d}{dt}\times \left(C_{gc}\times V_{gc} \right)\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Обратите внимание, что напряжение между коллектором и затвором определяется по формуле 3:

$$I_{g}=C_{ge}\times \frac{dV_{ge}}{dt}+\left(V_{gc}\times \frac{d}{dV_{gc}}\times C_{gc}+C_{gc} \right)\frac{dV_{gc}}{dt},\\I_{g}=\left(C_{ge}+V_{gc}\times \frac{d}{dV_{gc}}\times C_{gc}+C_{gc} \right)\frac{dV_{ge}}{dt}-\left(V_{gc}\times \frac{d}{dV_{gc}}\times C_{gc} +C_{gc}\right)\frac{dV_{ce}}{dt}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Упрощенно процесс включения IGBT можно разделить на три фазы:

  1. зарядка затвора при высоком Vce;
  2. плато Миллера при постоянном Vge и изменении Vce;
  3. зарядка затвора при низком V

Различие между схемами управления напряжением и током становится очевидным.

Для схемы управления напряжением ток затвора изменяется в процессе переключения в соответствии с формулой 4:

$$I_{g}=\frac{V_{on}-V_{ge}}{R_{g}},\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где Von является подаваемым на затвор управляющим напряжением.

dVce / dt во время фазы 2 и, следовательно, энергия включения Eon определяется напряжением Миллера, которое в свою очередь зависит от тока нагрузки. Малые значения токов и сравнительно низкие напряжения Миллера приведут к высоким значениям dVce/dt при включении. С другой стороны, энергия Eon при больших токах коллектора увеличивается как за счет непосредственно повышенного тока, так и более медленной скорости переключения из-за высоких напряжений Миллера и связанных с ними более низких токов затвора. Это приводит к нелинейным кривым для энергии включения в зависимости от тока коллектора.

Выбор резисторов затвора определен необходимостью ограничить наклон графика  напряжения при малых токах. Это снижает потери при переключении  больших токов. В схеме управления затвором посредством тока dVce/dt во время второй фазы не зависит от тока нагрузки, что позволяет оптимизировать скорость переключения для широкого диапазона токов. Таким образом, энергия включения зависит только от амплитуды тока коллектора при включении.

Платы драйверов затвора

Обе платы драйверов предназначены для подключения к силовому модулю FF1200R12IE5 (рисунок 2). Они содержат внешние буферы (3), которые усиливают выходной ток микросхемы драйвера (1). Буфер обычной реализации (рисунок 2а) собран на биполярных транзисторах, в то же время на плате источника тока драйвера затвора использованы p-канальные MOSFET для ускоренного включения. Использование p-канальных MOSFET необходимо для цепи управления током затвора. В схеме ускорения отключения используются транзисторы p-n-p – такие же, как в обычной плате драйвера затвора. Выходной источник смещения (2) обеспечивает напряжения питания драйвера затвора +15/-8 В. Наконец, имеется также функция активного ограничения (4), которая воздействует на напряжение затвора, чтобы избежать перенапряжений во время отключения. Поскольку подобное ограничение активируется только при отключении, оно не мешает постоянному току включения.

Рис. 2. Драйверная плата для управления затвором с источником тока (а) и источником напряжения (б)

Рис. 2. Драйверная плата для управления затвором с источником тока (а) и источником напряжения (б)

ИС драйвера затвора с источником тока предусматривает возможность изменения скорости переключения между импульсами во время работы. Кроме того, это важная функция, которая помогает снизить потери при включении [1].

Схема управления включением посредством тока затвора

Первая фаза во время включения – это фаза предварительной зарядки, которая длится 135 нс (рисунок 3). Предварительная зарядка повышает  напряжение «затвор-эмиттер» до значения ниже порогового напряжения «затвор-эмиттер» Vge(th). Ток во время предварительной фазы зависит от заряда затвора и, следовательно, является постоянным в течение данной операции переключения питания.

Рис. 3. Цикл включения ИС драйвера затвора с источником тока 1EDS20I12SV

Рис. 3. Цикл включения ИС драйвера затвора с источником тока 1EDS20I12SV

За фазой предварительной зарядки следует фаза включения. Уровень тока включения может быть выбран в реальном времени в соответствии с одним из 11 уровней настройки. Выбранный уровень тока затвора дает заданную скорость включения. Выбор уровней скорости переключения осуществляется путем подачи аналогового сигнала на управляющий вывод ИС драйвера затвора. Уровень тока включения является активным до тех пор, пока затвор не достигнет конечного напряжения смещения, которое в данном случае составляет 15 В.

Результаты измерений

Обе системы управления затвором оцениваются в процессе тестирования двумя импульсами с автоматическим расчетом параметров переключения. Описание методики двойного импульса можно найти во многих других источниках. Платы работают с различными скоростями включения, чтобы оценить, в числе прочего, тенденции изменения каждого параметра в зависимости от скорости переключения. Это достигается за счет использования встроенной опции выбора скорости ИС драйвера затвора с источником тока и путем изменения значения резисторов затвора обычной платы драйвера с источником напряжения.

На рисунке 4 показан пример формы сигналов включения. Графики напряжения «затвор-эмиттер» vGE (зеленый) и тока коллектора iC (красный) – сглаженные, с приемлемыми небольшими колебаниями. Скорость нарастания напряжения dvCE/dt оценивается вскоре после обратного восстановления диода свободного хода (отрезок (1)). Диод принимает на себя напряжение от IGBT, и во многих случаях именно в этот момент появляется максимальное значение dvCE/dt. То есть, на рисунке 5 показан переходный процесс обратного напряжения на диоде.

Рис. 4. Примеры формы сигналов для включения при IC = 120 A (10% от номинального тока) и напряжении на линии постоянного тока VDC = 600 В

Рис. 4. Примеры формы сигналов для включения при IC = 120 A (10% от номинального тока) и напряжении на линии постоянного тока VDC = 600 В

Рисунок 5 отображает результаты и содержит метки, позволяющие определить расчетную точку драйвера затвора для поддержания значения dvR/dt на уровне 5 В/нс или ниже. В случае источника тока это кривая, представляющая «Level 5», а в случае источника напряжения – кривая RG = 2,2 Ом. Легко увидеть, что dvR/dt остается относительно постоянным для платы драйвера затвора с источником постоянного тока, потому что ток затвора постоянен в течение всего процесса включения, независимо от индивидуального тока коллектора.

Рис. 5. dvR/dt измеряемого силового модуля с управлением затвором от источника тока (а) и управлением затвором от источника напряжения (б)

Рис. 5. dvR/dt измеряемого силового модуля с управлением затвором от источника тока (а) и управлением затвором от источника напряжения (б)

Результатом этого является постоянное значение dvR/dt. Для платы с источником напряжения – все по-другому. Здесь dvR/dt постоянно уменьшается, потому что увеличение напряжения Миллера в диапазоне тока коллектора ограничивает управляющее напряжение для токового затвора и, следовательно, сам ток затвора.

На рисунке 6 показана энергия включения Eon для обоих решений. Те же начальные условия при 5 В/нс дают аналогичную энергию включения, составляющую приблизительно 20 мДж. Однако ситуация меняется при больших токах коллектора. Здесь источник постоянного тока затвора дает энергию включения только 140 мДж, по сравнению примерно с 340 мДж в случае драйвера с источником напряжения. Таким образом, энергия включения драйвера затвора с постоянным током составляет всего 41% от драйверного решения для затвора с источником напряжения при номинальном токе коллектора.

Рис. 6. Энергия включения FF1200R12IE5, измеренная для драйвера затвора с источником тока с изменением скорости переключения (а) и для драйвера затвора с источником напряжения (б)

Рис. 6. Энергия включения FF1200R12IE5, измеренная для драйвера затвора с источником тока с изменением скорости переключения (а) и для драйвера затвора с источником напряжения (б)

Заключение

Включение затвора драйвером с источником тока при фиксированном значении dvCE/dt в диапазоне номинального тока коллектора требует гораздо более низкой энергии по сравнению с драйверами затвора с источником напряжения. Следовательно, плата управления затвором с источником тока превосходит традиционные драйверные системы управления затвором с источником напряжения, которые работают с постоянным резистором. При этом может быть достигнута более высокая производительность системы при сопоставимой с традиционной системой стоимости. Регулировка скорости переключения во время работы обеспечивает новые возможности для драйвера затвора с токовым управлением, поскольку он может адаптировать включение к другим рабочим условиям, таким как температура IGBT или состояние нагрузки [6]. Это преимущество, конечно же, приводит к расширению пределов температуры или выходного тока на уровне системы.

Литература

  1. W. Frank, et al.: Real-time adjustable gate current control IC solves dv/dt problems in electric drives, Proceedings of PCIM. 2014, Nuremberg, Germany, 2014;
  2. Infineon: 1ED020I12-F2, datasheet, Infineon Technologies AG, Germany;
  3. Infineon: 1EDS20I12SV, datasheet, Infineon Technologies AG, Germany;
  4. J. Lutz, Semiconductor Power Devices, Springer Verlag Berlin Heidelberg, 2011, ISBN 3-540-34206-0;
  5. D. Schröder, Leistungselektronische Bauelemente, Springer, Verlag Berlin Heidelberg, 2nd Edition, ISBN 3-540-28728-0;
  6. S. Mahmodicherati, N. Ganesan, L. Ravi, R. Tallam: Application of Active Gate Driver in Variable Frequency Drives; Proceedings of 10th IEEE-ECCE Conference; Portland, USA, 2018.
•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
1EDS20I12SVXUMA1 (INFIN)
1EDS20I12SV (INFIN)
FF1200R12IE5BPSA1 (INFIN)
FF1200R12IE5P (INFIN)
FF1200R12IE5PBPSA1 (INFIN)
FF1200R12IE5 (INFIN)