Интеллектуальные силовые модули CIPOS™ Mini IPM. Техническое описание. Часть 2

Семейство высокоинтегрированных интеллектуальных силовых модулей CIPOSTM Mini производства Infineon ориентировано на получение минимальных габаритов и повышенной плотности мощности устройств преобразовательной техники. В них содержатся силовые транзисторы, драйверы управления, вспомогательные цепи – словом, все, что требуется для построения частотно-регулируемых электроприводов. Мы последовательно публикуем перевод подробного технического руководства Infineon для разработчиков силовой электроники, готовых применить CIPOSTM Mini в своих проектах.

Электрическая обвязка силового модуля CIPOSTM Mini и конструктивное выполнение монтажа этих цепей

Подключение входных и выходных сигналов

На рисунке 7 показана схема соединения управляющего микроконтроллера с модулем CIPOSTM Mini. Логические входы модуля (HINx/LINx) имеют активные высокие уровни и встроенные резисторы, шунтирующие входы на землю. Таким образом, нет необходимости в установке внешних подтягивающих резисторов на землю. В то же время настоятельно рекомендуются «легкие» RC-фильтры на входах модулей, которые должны быть смонтированы максимально близко к соответствующим выводам модуля. Выходной сигнал модуля «Неисправность» (VFO) выполнен по схеме с открытым стоком и низким активным уровнем. Он должен иметь внешнюю резистивную подтяжку на шину питания микроконтроллера (+5 или +3,3 В). Этот резистор подтяжки образует делитель напряжения с термистором, встроенным в модуль и подключенным между выводами VFO и VSS. Пока сигнал «Неисправность» неактивен (высокий логический уровень), напряжение VFO можно контролировать с помощью АЦП микроконтроллера и, таким образом, следить за температурой модуля. Рекомендуется, чтобы при пороговой температуре срабатывания защиты напряжение на выводе VFO составляло около 60% от напряжения питания внешней логики: это удобно для оцифровки с помощью АЦП и обеспечивает достаточный запас относительно активного низкого логического уровня сигнала «Неисправность». Например, ориентируясь на типовые характеристики термистора, используемого в модулях CIPOSTM Mini, и задаваясь пороговым значением термозащиты, равным 100°С, получим сопротивление резистора подтяжки 3,6 кОм. Сигнал VFO рекомендуется отфильтровать от импульсных помех (в обоих направлениях – на входе АЦП микроконтроллера и на выводах силового модуля) с помощью RC-фильтров.

Рис. 7. Рекомендуемая схема подключения управляющего микроконтроллера к силовому модулю CIPOSTM Mini

Рис. 7. Рекомендуемая схема подключения управляющего микроконтроллера к силовому модулю CIPOSTM Mini

Предельно-допустимые режимы на выводах силовых модулей CIPOSTM Mini приведены в таблице 5. Поскольку вывод VFO имеет схему с открытым стоком и допускает повышение напряжения на 0,5 В выше шины VDD, в качестве напряжения подтяжки можно использовать даже +15 В. Однако все же рекомендуется напряжение подтяжки +5 В – такое же, как уровни входных логических сигналов управления.

Таблица 5. Предельно допустимые режимы на выводах HINx, LINx и VFO силового модуля CIPOSTM Mini

Характеристика Символ Условия измерения Значение
Напряжение питания логики и драйверов, В VDD Напряжение между VDD и VSS 20
Напряжение сигналов управления, В VIN Напряжения на HIN (U), HIN (V), HIN (W), LIN (U), LIN (V), LIN (W) относительно VSS -1…10
Напряжение подтяжки для сигнала «Неисправность», В VFO Напряжение между VFO и VSS -0,5…(VDD + 0,5)

На рисунке 8 показана упрощенная внутренняя структурная схема микросхемы управления, применяемой в составе модулей CIPOSTM Mini. Активный высокий уровень входных сигналов и встроенные резисторы подтяжки на землю снимают ограничения на порядок подачи и снятия напряжений питания – оно может быть любым. Применение приемников сигналов управления с характеристикой триггера Шмитта, встроенные фильтры помех-«иголок», аппаратные схемы формирования защитных интервалов (мертвого времени) и предотвращения одновременного включения силовых транзисторов в стойке обеспечивают высокую устойчивость модуля в отношении коротких импульсных помех. Пороговые уровни срабатывания и отпускания триггеров Шмитта (таблица 6) выбраны достаточно невысокими, чтобы обеспечить совместимость, в том числе – с микроконтроллерами, имеющими напряжение питания 3,3 В.

Рис. 8. Упрощенная блок-схема ИМС управления в составе силового модуля CIPOSTM Mini для одного полумоста инвертора

Рис. 8. Упрощенная блок-схема ИМС управления в составе силового модуля CIPOSTM Mini для одного полумоста инвертора

Таблица 6. Пороговые уровни срабатывания и отпускания триггеров Шмитта на входах управления модулей CIPOSTM Mini

Характеристика Символ Условия измерения Минимум Типично Максимум
Напряжение логической единицы (LIN, HIN) VIH_TH Напряжения HIN-VSS и LIN-VSS 2,1 2,5
Напряжение логического нуля (LIN, HIN) VIL_TH 0,7 0,9

Следует иметь в виду, что резистор RC-фильтра на входе управления модуля и встроенный достаточно низкоомный (типичное значение 5 кОм) резистор подтяжки на землю образуют делитель напряжения для сигнала управления, а это уменьшает уровень логической единицы. Поэтому сопротивление резистора фильтра должно быть достаточно малым, чтобы отвечать требованиям, указанным в таблице 6. Приемлемыми являются, например, параметры компонентов фильтра R = 100 Oм и С = 1 нФ, как показано на рисунке 8.

Примеры схем включения силового модуля CIPOSTM Mini в составе электропривода

На рисунках 9, 10 и 11 показаны примеры электрических схем электроприводов на основе различных модификаций силовых модулей CIPOSTM Mini. Управляющие сигналы формирует микроконтроллер. При близком взаимном расположении микроконтроллера и силового модуля (длина трасс не более 2…3 см) возможно непосредственное (без RC-фильтров) подключение управляющих сигналов микроконтроллера на входы модуля. Общий провод (земля) микроконтроллера должен подключаться прямо на вывод VSS силового модуля CIPOSTM Mini. Основным критерием при разработке управляющей микросхемы для применения в составе силовых модулей CIPOSTM Mini было обеспечение возможности корректной беспроблемной работы электропривода без использования какой-либо гальванической развязки (оптической или трансформаторной) управляющих сигналов микроконтроллера. Сигнал VFO подтягивается резистором к линии питания управляющего микроконтроллера (+5 В или +3,3 В). Если в цепи VFO используется RC-фильтр, последовательный резистор фильтра рекомендуется размещать вблизи микроконтроллера. Все конденсаторы, которые по схеме подключены к выводам силовых модулей CIPOSTM Mini, физически должны размещаться как можно ближе к этим выводам и соединяться с ними короткими печатными проводниками. Особо это относится к конденсатору на выводе ITRIP. Постоянную времени RC-фильтра по входу ITRIP рекомендуется выбирать в диапазоне 1…2 мкс. При этом необходимо убедиться, что полное время срабатывания защиты от короткого замыкания заведомо меньше 5 мкс. Шина питания логики и драйверов нижних каналов VDD должна шунтироваться параллельно включенными электролитическим конденсатором и малоиндуктивным керамическим конденсатором. Похожие пары конденсаторов используются для организации бутстрепного питания драйверов верхних каналов. Возможна их замена на одиночные высококачественные танталовые или керамические конденсаторы.

Сопротивление встроенного резистора бутстрепной цепи силового модуля CIPOSTM Mini составляет около 40 Ом. При необходимости эту цепь можно умощнить извне (более подробно смотрите в разделе «Функциональные характеристики бутстрепных цепей, встроенных в силовые модули CIPOSTM Mini»). При использовании только встроенной бутстрепной цепи рекомендуется увеличить номинальное значение напряжения VDD до 16 В.

На рисунке 9 показан вариант схемы для модуля, имеющего объединенные выводы эмиттеров нижних IGBT (или модуля с раздельными выводами эмиттеров, которые объединяются на печатной плате), с одним общим резистором – датчиком тока (шунтом). Сигнал с шунта через RC-фильтр подается непосредственно на вход компаратора защиты от токовой перегрузки, причем конденсатор должен устанавливаться в непосредственной близости от выводов модулей ITRIP и VSS.

Рис. 9. Электрическая схема электропривода на основе силового модуля CIPOSTM Mini, имеющего объединенные выводы эмиттеров нижних IGBT

Рис. 9. Электрическая схема электропривода на основе силового модуля CIPOSTM Mini, имеющего объединенные выводы эмиттеров нижних IGBT

На рисунке 10 показан вариант схемы для модуля, имеющего раздельные выводы эмиттеров нижних IGBT, подключаемых к минусу шины силового питания через индивидуальные резисторы – датчики тока. Сигналы с датчиков тока через индивидуальные RC-фильтры подаются на внешние (по отношению к силовому модулю CIPOSTM Mini) приемники (компараторы) в фазах U, V и W. Эти компараторы могут быть, например, в составе управляющего микроконтроллера. Кроме того, сигналы фазных датчиков тока используются для организации эффективного управления электродвигателем. Превышение током любой из фаз электродвигателя предустановленного порогового значения активирует сигнал токовой защиты, подаваемый через RC-фильтр на вывод модуля ITRIP.

Рис. 10. Электрическая схема электропривода на основе силового модуля CIPOSTM Mini, имеющего раздельные выводы эмиттеров нижних IGBT

Рис. 10. Электрическая схема электропривода на основе силового модуля CIPOSTM Mini, имеющего раздельные выводы эмиттеров нижних IGBT

На рисунке 11 показан вариант схемы для модуля, имеющего раздельные выводы истоков нижних CoolMOSTM CFD2, подключаемых к минусу шины силового питания через индивидуальные резисторы – датчики тока. Пунктиром изображены компоненты и цепи, добавляющиеся для трехфазной мостовой схемы по сравнению с однофазным мостом. Сигналы с датчиков тока через индивидуальные RC-фильтры подаются на внешние (по отношению к силовому модулю CIPOSTM Mini) приемники (компараторы) в фазах U, V и, возможно, W. Эти компараторы могут входить, например, в состав управляющего микроконтроллера. Превышение током любой из фаз электродвигателя предустановленного порогового значения активирует сигнал токовой защиты, подаваемый через RC-фильтр на вывод модуля ITRIP.

Рис.11. Электрическая схема электропривода на основе силового модуля CIPOSTM Mini, имеющего раздельные выводы истоков нижних CoolMOSTM CFD2

Рис.11. Электрическая схема электропривода на основе силового модуля CIPOSTM Mini, имеющего раздельные выводы истоков нижних CoolMOSTM CFD2

Рекомендуемые параметры источника питания для собственного потребления

Система управления и драйверы затворов питаются от одного и того же источника постоянного напряжения, стандартно имеющего величину 15 В и подключаемого к выводам VDD и VSS силового модуля CIPOSTM Mini. Типовые значения тока, потребляемого от источника VDD, приведены в таблице 7.

Таблица 7. Типовые значения тока, потребляемого от источника VDD, на примере модуля IKCM30F60Gx

Потребляемый ток, мА Статический Динамический Полный
При напряжении
VDD = 15 В
При частоте FSW = 5 кГц 1,4 3,5 4,9
При частоте FSW = 15 кГц 1,4 10,4 11,8
При напряжении VDD = 15 В и частоте FSW = 20 кГц 2,6 18,0 20,6

Полная величина потребляемого тока складывается из статической и динамической составляющих. Статическая составляющая не зависит от частоты ШИМ, а динамическая – примерно пропорциональна частоте ШИМ.

Кроме того, необходим источник постоянного напряжения для управляющего микроконтроллера и цепей силового модуля CIPOSTM Mini, сопрягаемых с микроконтроллером (VFO, HINx и LINx). В типовом случае при напряжении +5 В от этого источника потребляется ток 9 мА (имеется в виду, что сопротивление подтягивающего резистора R1 на линии VFO составляет 1 кОм.

Для надежной работы электропривода при наихудших сочетаниях параметров компонентов и режимов эксплуатации рекомендуется выбирать источники питания с пятикратным запасом относительно типовых значений потребляемых токов, как представлено в таблице 8.

Таблица 8. Рекомендуемые требования по току источников питания собственных нужд силового модуля CIPOSTM Mini

Ток источника питания, мА Для источника питания VDD Для источника питания логики +5 В
VDD ≤ 20 B, FSW ≤ 20 кГц 100 45

Рекомендуемая трассировка печатной платы для правильного измерения тока в силовой цепи и корректной работы защиты от токовой перегрузки

Настоятельно рекомендуется, чтобы конденсатор, фильтрующий импульсные помехи по входу ITRIP, подключался к выводам ITRIP и VSS силового модуля CIPOSTM Mini максимально близко и напрямую, без перекрытия трассы с другими земляными проводниками. Цепи силовой и сигнальной земли должны быть наиболее короткими и соединяться между собой только в одной точке – на фильтрующем конденсаторе питания VDD-VSS. Схематично эти рекомендации показаны на рисунке 12.

Рис. 12. Рекомендуемая трассировка печатных проводников для корректной работы датчиков тока и схемы защиты от токовой перегрузки

Рис. 12. Рекомендуемая трассировка печатных проводников для корректной работы датчиков тока и схемы защиты от токовой перегрузки

Рекомендуемая компоновка печатной платы в части подключения резистора-датчика тока и шунтирующего конденсатора

Для измерения токов в фазах электродвигателя применяются внешние по отношению к силовому модулю низкоомные резисторы. Если подключить резисторы-датчики тока к модулю CIPOSTM Mini длинными проводами, это может вызывать чрезмерные выбросы напряжения, что чревато повреждением электронных схем токовой защиты и значительными погрешностями при измерении токов. Для уменьшения паразитных индуктивностей длина проводников между резисторами-датчиками тока и соответствующими выводами модуля CIPOSTM Mini должна быть минимальной.

Для уменьшения выбросов напряжения в цепи силового питания, возникающих при коммутации силовых ключей, вблизи выводов модуля CIPOSTM Mini необходимо установить малоиндуктивный шунтирующий (снабберный) конденсатор. В общем случае, его рекомендуемая емкость должна быть 100…220 нФ при большом допустимом импульсном и действующем токе. Этим требованиям отвечают полипропиленовые металлопленочные конденсаторы. Место подключения этого конденсатора в схему выбирается из компромиссных соображений. Три возможных варианта показаны на рисунке 13. Если установить конденсатор в положение «1» (сравнительно далеко от выводов модуля), он не будет эффективно подавлять выбросы напряжения. Если установить конденсатор в положение «2» (максимально близко к выводам модуля), то импульсные токи, протекающие через конденсатор, будут замыкаться через резисторы-датчики тока, искажая работу токовой защиты, которая будет срабатывать при меньшем значении фазового тока, чем это должно быть согласно расчету, приведенному в разделе «Выбор резистора-датчика тока». С другой стороны, вариант установки конденсатора «2» наиболее эффективен в отношении подавления импульсных перенапряжений в цепи силового питания. Вариант размещения «3» является компромиссным, обеспечивая лучшую фильтрацию перенапряжений, чем в варианте «1», и не внося ошибку в работу токовой защиты. Поэтому вариант установки «3» следует считать основным.

Рис. 13. Рекомендуемая компоновка печатной платы в части подключения шунтирующих резистора и конденсатора

Рис. 13. Рекомендуемая компоновка печатной платы в части подключения шунтирующих резистора и конденсатора

Разметка отверстий печатной платы для установки модуля CIPOSTM Mini

На рисунке 14 показаны направления координатных осей, начало координат и нумерация угловых отверстий для выводов модуля CIPOSTM Mini на печатной плате. Соответствующие координаты всех отверстий для выводов и крепления модуля приведены в таблице 9.

Рис. 14. Разметка отверстий печатной платы для установки модуля CIPOSTM Mini

Рис. 14. Разметка отверстий печатной платы для установки модуля CIPOSTM Mini

Таблица 9. Координаты отверстий на печатной плате для выводов и крепления модуля CIPOSTM Mini (размеры приведены в миллиметрах)

Номер вывода X Y
Сигнальные выводы 1 0,000 0,000
2 2,997 2,000
3 0,000 5,400
4 2,997 7,000
5 0,000 10,400
6 2,997 12,000
7 0,000 15,400
8 2,997 17,000
9 0,000 18,600
10 2,997 20,200
11 0,000 21,800
12 2,997 23,400
13 0,000 25,000
14 2,997 26,600
15 0,000 28,200
16 2,997 30,200
Силовые выводы 17 28,611 31,655
18 28,611 26,925
19 28,611 22,195
20 28,611 17,465
21 28,611 12,735
22 28,611 8,005
23 28,611 3,275
24 28,611 -1,455
Крепежные отверстия 25 17,950 32,000
26 17,950 -1,800

Функции защиты 

Защита от избыточного понижения напряжения

Питание системы управления и драйверов затворов силового модуля CIPOSTM Mini штатно осуществляется от источника постоянного напряжения 15 В, который подключается к выводам модуля VDD и VSS. Для надежной работы это напряжение должно находиться в пределах 15 В ±10%. В таблице 10 детально описывается поведение модуля CIPOSTM Mini при изменении напряжения VDD от нуля до более чем 20 В (как показано в таблице 10, лучше использовать повышенное номинальное напряжение VDD: 16 В или даже 16,5 В вместо 15 В. – Прим. переводчика). Напряжение должно быть хорошо отфильтровано установкой параллельно включенных электролитического конденсатора с малым ESR и высокочастотного керамического конденсатора. Керамический конденсатор должен устанавливаться максимально близко к выводам модуля и на нем должны объединяться сигнальная и силовая земли. Высокочастотные помехи по питанию могут вызывать некорректную работу системы управления силового модуля CIPOSTM Mini и генерировать ошибочные сигналы. Для надежного исключения указанных проблем необходимо, чтобы пульсации напряжения VDD происходили со скоростью менее чем ±1 В/мкс.

Потенциал вывода VSS отличается от потенциала вывода N на величину падения напряжения на резисторе-датчике тока. Очень важно, чтобы значения всех сигналов управления и напряжения источников питания VDD и +5 В отсчитывались относительно потенциала VSS, а не относительно N. В противном случае создаются условия для протекания дополнительных токов (помимо тока силовой цепи) по резистору-датчику тока, что может вызывать неправильную работу функционала защиты от токовой перегрузки. Оптимальным  является применение выделенного слоя заземления на печатной плате, соединяемого с выводом VSS силового модуля CIPOSTM Mini.

Источник питания VDD также используется для бутстрепного формирования плавающего питания (VBS) верхних каналов драйверов затворов. Если напряжение питания VDD или любое из трех бутстрепных напряжений VBS принимают значение ниже порога защиты от понижения напряжения UVLO, то все силовые ключи (IGBT или CoolMOSTM CFD2) выключаются независимо от входных управляющих сигналов.

Таблица 10. Особенности функционирования силового модуля CIPOSTM Mini в зависимости от величины напряжения питания драйверов

Диапазоны значений напряжения питания драйверов затворов, В Особенности функционирования силового модуля CIPOSTM Mini
0…4 Система управления модулем не работает. Защита от понижения напряжения не активна. Сигнал «Неисправность» не активирован.
4…13 Активирована защита от понижения напряжения питания. Генерируется активный (низкий) уровень сигнала «Неисправность». Входные сигналы управления игнорируются и все силовые ключи выключены.
13…14 Силовые ключи работают в соответствии со входными сигналами управления, однако отпирающее напряжение, подаваемое на затвор, ниже, чем рекомендуемый, нормируемый диапазон, поэтому возможны повышенные статические и динамические потери ключей по сравнению с нормами для штатного диапазона напряжения питания. Кроме того, при первоначальном нарастании напряжений VBS они могут оказаться недостаточно высокими (ниже порога сброса защиты от понижения напряжения VBSUV+), что ведет к блокировке работы соответствующих верхних силовых ключей (IGBT или CoolMOSTM CFD2).
14…18,5 для VDD;
13,5…18,5 для VBS
Нормальная, рекомендуемая работа силового модуля CIPOSTM Mini. Величина напряжения 16 В рекомендуется, если используются только интегрированные цепи зарядки бутстрепных конденсаторов (для модулей IKCMxxy60zu рекомендуется удерживать напряжение VDD в диапазоне 14,5…18,5 В).
18,5…20 для VDD;
18,5…20 для VBS
Силовые ключи работают корректно, однако поскольку отпирающее напряжение, подаваемое на затвор, выше чем рекомендуемый диапазон, IGBT переключаются быстрее, что приводит к повышенному уровню генерируемых электромагнитных помех. Кроме того, оказывается завышенным ток короткого замыкания IGBT. Из-за этого штатного быстродействия срабатывания защиты от короткого замыкания может не хватать для надежной работы.
Более 20 Управляющая ИМС в составе силового модуля CIPOSTM Mini может быть повреждена.

Рисунки 15 и 16 поясняют протокол работы защиты от понижения напряжений питания VDD и трех плавающих напряжений VBS соответственно. Как видим, при активации защиты от понижения VDD запираются все силовые ключи и генерируется низкий уровень сигнала «Неисправность». При активации защиты от понижения VBS также запираются все силовые ключи, но низкий уровень сигнала «Неисправность» не генерируется. Активация и сброс соответствующих защит происходит с гистерезисом, равным, соответственно, (VDDUV+ — VDDUV) и (VBSUV+ — VBSUV).

Рис. 15. Временные диаграммы работы ИМС управления силового модуля CIPOSTM Mini при срабатывании и отпускании функции защиты от понижения напряжения питания VDD

Рис. 15. Временные диаграммы работы ИМС управления силового модуля CIPOSTM Mini при срабатывании и отпускании функции защиты от понижения напряжения питания VDD

Рис. 16. Временные диаграммы работы ИМС управления силового модуля CIPOSTM Mini при срабатывании и отпускании функции защиты от понижения напряжения питания драйверов верхних каналов VBS

Рис. 16. Временные диаграммы работы ИМС управления силового модуля CIPOSTM Mini при срабатывании и отпускании функции защиты от понижения напряжения питания драйверов верхних каналов VBS

Защита от перегрузки по току

Временные диаграммы работы защиты от перегрузки по току

Силовые модули CIPOSTM Mini имеют функцию выключения при обнаружении перегрузки по току. Микросхема управления в составе силового модуля CIPOSTM Mini непрерывно отслеживает напряжение на выводе ITRIP модуля и, если оно превысит порог VIT,TH+, который указан в технических условиях на модуль, то все силовые ключи запираются и активируется сигнал «Неисправность». Типичные значения максимального тока коллектора IGBT, достигаемые при коротком замыкании в цепи нагрузки, существенно зависят от величины отпирающего напряжения на затворе. При повышенных значениях отпирающего напряжения ток короткого замыкания существенно возрастает и режим может стать опасным в отношении способности IGBT выдержать КЗ в течение времени срабатывания защиты и затем надежно выключить этот ток. Поэтому для надежности (для ускорения обнаружения и срабатывания защиты при коротком замыкании) пороговый уровень защиты по току устанавливается ниже удвоенного значения номинального тока коллектора. Временные диаграммы работы защиты от перегрузки по току показаны на рисунке 17.

Рис. 17. Временные диаграммы работы ИМС управления силового модуля CIPOSTM Mini при срабатывании функции защиты от перегрузки по току

Рис. 17. Временные диаграммы работы ИМС управления силового модуля CIPOSTM Mini при срабатывании функции защиты от перегрузки по току

Выбор резистора-датчика тока

Сопротивление резистора-датчика тока RДТ рассчитывается по формуле 1:

$$R_{ДТ}=\frac{V_{IT,TH+}}{I_{Кзащ}}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Здесь VIT,TH+ – порог срабатывания (на нарастание) компаратора на входе ITRIP силового модуля CIPOSTM Mini. Его типичная величина – 470 мВ. IКзащ – задаваемый уровень тока, при котором должна активироваться защита.

Значение этого уровня тока должно быть ниже чем величина максимально допустимого импульсного повторяющегося тока силового ключа, указываемая в технических условиях в технической документации? на силовой модуль CIPOSTM Mini, с учетом допусков на сопротивление резистора-датчика тока и порог срабатывания компаратора защиты по току. Допуск на величину порога срабатывания компаратора на входе ITRIP силового модуля CIPOSTM Mini приведен в таблице 12.

Например, максимально допустимый импульсный повторяющийся ток коллектора для силового модуля CIPOSTM Mini IGCM10F60zA составляет 20 А (пиковое значение) и, следовательно, рекомендуемая (минимальная) величина сопротивления резистора-датчика тока RДТ рассчитывается так (формула 2):

$$R_{ДТmin}=\frac{0.47\:В}{20\:А}=23.5\:мОм\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

При определении требуемой номинальной мощности резистора-датчика тока необходимы следующие исходные данные:

  • максимальный ток нагрузки инвертора (действующее значение) IЭФФ;
  • сопротивление резистора-датчика тока RДТ при температуре 25°С;
  • коэффициент уменьшения допустимой мощности (дерейтинг) резистора-датчика тока при переходе от 25°С к 100°С, в соответствии с техническими условиями на этот резистор;
  • запас безопасности.

Требуемая номинальная мощность резистора-датчика тока рассчитывается по формуле 3:

$$P_{ДТ}=\frac{I_{эфф}^2\times R_{ДТ}\times (коэффициент\:запаса)}{(дерейтинг\:резистора)}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

В качестве примера рассмотрим применение резистора RДТ = 24 мОм вместе с модулем CIPOSTM MiniI GCM10F60zA, при условии, что:

  • максимальный ток нагрузки инвертора 6 А (действующее значение);
  • дерейтинг резистора-датчика тока при переходе к TДТ = 100°С 80%;
  • запас безопасности 30%.

По формуле 4 получаем требуемую номинальную мощность резистора-датчика тока

$$P_{ДТ}=\frac{(6\:А)^2\times 0.024\:Ом\times 1.3}{0.8}=1.4\:Вт\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Следовательно, можно применить резистор-датчик тока мощностью 2 Вт.

В соответствии с вышеизложенной методикой рассчитаны минимальные сопротивления и номинальные мощности резисторов-датчиков тока для различных моделей силовых модулей CIPOSTM Mini, которые сведены в таблицу 11.

Таблица 11. Минимальные значения сопротивлений и номинальные мощности резисторов-датчиков тока для различных моделей силовых модулей CIPOSTM Mini

Наименование Максимально допустимый импульсный повторяющийся ток коллектора, А Минимальное значение сопротивления RДТ, мОм Минимальное значение номинальной мощности резистора-датчика тока, Вт
IKCM30F60zu 60 8 5
IvCM20y60zu 45 11 4
IvCM15y60zu 30 16 3
IM51x-L6A 20 24 1,5
IvCM10y60zA 20 24 1,5
IKCM10H60zA 16 30 2
IKCM15H60zA 24 20 3,5
IGCM06y60zA 12 40 1
IGCM04y60zA 8 60 0,7

Следует заметить, что значения сопротивления и номинальной мощности резистора-датчика тока могут быть больше, чем приведенные в таблице 11, если это требуется для получения желаемого порога срабатывания токовой защиты в конкретном применении силового модуля CIPOSTM Mini.

Таблица 12. Допуск на величину порога срабатывания компаратора на входе ITRIP силового модуля CIPOSTM Mini

Характеристика Минимальное значение Типичное значение Максимальное значение
Порог срабатывания VIT,TH+ компаратора на входе ITRIP, мВ 400 470 540

Задержка срабатывания защиты от перегрузки по току

Задержка срабатывания защиты от перегрузки по току складывается из двух компонент (формула 5):

  • задержки нарастания сигнала в однозвенном RC-фильтре, установленном на входе ITRIP силового модуля CIPOSTM Mini;
  • задержки распространения сигнала в тракте токовой защиты ITRIP силового модуля CIPOSTM Mini.

$$t_{зад\:полная}=t_{RC}+t_{ITRIP}\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

На входе ITRIP силового модуля CIPOSTM Mini устанавливается однозвенный RC-фильтр с постоянной времени τ = R × C для фильтрации импульсных помех. Из компромиссных соображений значение τ выбирается равным 1…2 мкс. Например, рекомендуются параметры компонентов фильтра R = 1,8 кОм и С = 1 нФ. Задержка распространения сигнала, пропорционального току в силовой цепи, вносимая RC-фильтром, tRC сильно зависит от кратности токовой перегрузки и может составлять tRC = (0,3…3) × τ. При больших кратностях тока, характерных для режимов, близких к короткому замыканию, задержки, вносимые RC-фильтром, сравнительно невелики (порядка 1 мкс для вышеуказанных значений τ). При малых кратностях токовой перегрузки задержки, вносимые RC-фильтром, увеличиваются до нескольких микросекунд, но из-за малости тока коллектора в этих условиях они не опасны.

Величины задержки распространения сигнала tITRIP в тракте токовой защиты микросхемы управления в составе силового модуля CIPOSTM Mini для различных моделей представлены в таблице 13. Следует обратить внимание, что величина задержки tITRIP зависит от кратности токовой перегрузки, уменьшаясь при увеличении тока в силовой цепи.

Полная задержка срабатывания токовой защиты tзад полная в условиях короткого замыкания должна быть заведомо меньше, чем гарантированное время стойкости IGBT при КЗ (5 мкс для IGBT, применяемых в составе силового модуля CIPOSTM Mini, при номинальном отпирающем напряжении на затворе).

Таблица 13. Величины задержки распространения сигнала tITRIP в тракте токовой защиты микросхемы управления в составе силового модуля CIPOSTM Mini

Наименование Условия измерения Задержка распространения tITRIP типичное значение, нс
IKCM30F60zu IВЫХ = 20 А Интервал времени от превышения порога срабатывания компаратора VIT,TH+ до спада IК до уровня 10% от величины тока КЗ 1420
IKCM20L60zu IВЫХ = 15 А 1350
IKCM15L60zu IВЫХ = 10 А 1330
IKCM10L60zA IВЫХ = 6 А 1290
IKCM15H60zA IВЫХ = 6 А 1300
IKCM10H60zA IВЫХ = 10 А 1250
IGCM20F60zA IВЫХ = 15 А 1540
IGCM15F60zA IВЫХ = 10 А 1340
IM51x-L6A IВЫХ = 10 А 1340
IGCM10F60zA IВЫХ = 6 А 1260
IGCM06y60zA IВЫХ = 4 А 1300
IGCM04y60zA IВЫХ = 2,5 А 1320

Цепь термистора и сигнала «Неисправность»

В таблице 14 представлены максимально допустимые значения параметров в цепи сигнала «Неисправность», а в таблице 15 – типовые значения в некоторых режимах работы.

Таблица 14. Максимально допустимые значения параметров в цепи сигнала «Неисправность»

Характеристика Обозначение Пояснения характеристики Предельные значения
Напряжение на выводе VFO, В VFO Напряжение между VFO и VSS -0,5…(VDD + 0,5)
Ток стока на выводе VFO, мА IFO Ток, стекающий на вывод VFO ≤10

Таблица 15. Типовые значения параметров в цепи сигнала «Неисправность» в некоторых режимах работы

Характеристика Обозначение Условия измерения Типовые значения
Ток утечки на выводе VFO, нА IFO VITRIP = 0 B, VFO = 5 B 2
Низкий уровень напряжения на выводе VFO, В VFO IFO = 10 мА, VITRIP = 1 В 0,5

Защита от перегрева

В некоторые модели силовых модулей CIPOSTM Mini опционально встраивается термистор. Он подключается к выводам VFO и VSS модуля, то есть работает параллельно с цепью сигнала «Неисправность». На рисунке 18 показана зависимость сопротивления термистора от его температуры (в табличном виде эта характеристика представлена выше, в таблице 2).

Рис. 18. Типовая зависимость сопротивления термистора, встроенного в силовой модуль CIPOSTM Mini, от его температуры

Рис. 18. Типовая зависимость сопротивления термистора, встроенного в силовой модуль CIPOSTM Mini, от его температуры

На рисунке 19 показано типовое подключение цепи VFO к управляющему микроконтроллеру. Предполагается, что по этому выводу микроконтроллера подключен встроенный АЦП, а также разрешено прерывание по низкому логическому уровню. Эта схема очень проста. Термозащита модуля обеспечивается микроконтроллером. Например, если сопротивление подтягивающего резистора равно 3,6 кОм, то при температуре термистора 100°С напряжение на выводе VFO составляет около 60% от напряжения на шине питания микроконтроллера (примерно 2,95 В для напряжения питания +5 В и, соответственно, примерно 1,95 В для напряжения питания +3,3 В). Это достаточно удобно для работы АЦП и имеет значительную помехозащищенность относительно низкого (активного) уровня сигнала «Неисправность».

Рис. 19. Подключение термистора к АЦП управляющего микроконтроллера для организации защиты от перегрева силового модуля CIPOSTM Mini

Рис. 19. Подключение термистора к АЦП управляющего микроконтроллера для организации защиты от перегрева силового модуля CIPOSTM Mini

Типовые зависимости напряжения на выводе VFO от температуры термистора для напряжений питания микроконтроллера +5 В или +3,3 В при сопротивлении подтягивающего резистора 3,6 кОм показаны на рисунке 20.

Рис. 20. Типовые зависимости напряжения на выводе VFO от температуры термистора для напряжений питания микроконтроллера +5 В или +3,3 В при сопротивлении подтягивающего резистора 3,6 кОм

Рис. 20. Типовые зависимости напряжения на выводе VFO от температуры термистора для напряжений питания микроконтроллера +5 В или +3,3 В при сопротивлении подтягивающего резистора 3,6 кОм

Цепи бутстрепного питания

Работа схемы бутстрепного питания верхних каналов драйверов затвора

Плавающие напряжения питания верхних каналов драйверов затвора силовых ключей инвертора обозначаются как VBS. Фактически это разность потенциалов между соответствующими парами выводов VB(U,V,W) и VS(U,V,W). Для корректной работы IGBT напряжения VBS должны находиться в диапазоне 13…18,5 В. В микросхему управления силового модуля CIPOSTM Mini встроены защиты от понижения напряжений VBS, которые запрещают включение верхних IGBT при недостаточном напряжении питания соответствующих каналов драйверов. Это необходимо, чтобы не допустить работу IGBT при малом значении отпирающего напряжения на затворе, что могло бы вести к повышенному падению напряжения на проводящем ключе и опасности его перегрева. Следует иметь в виду, что активация защиты от понижения напряжения в верхнем канале драйвера влияет только на этот канал (запрещает включение верхнего IGBT), но не транслируется на другие каналы и не активирует сигнал «Неисправность».

Возможны различные пути получения плавающих напряжений VBS. Одним из наиболее простых и экономичных является метод бутстрепного питания верхних каналов. Однако он накладывает определенные ограничения на максимальный коэффициент заполнения цикла ШИМ и на продолжительность включенного состояния верхнего IGBT, для того чтобы обеспечить должное восполнение электрического заряда, хранимого в бутстрепном конденсаторе. Цепь бутстрепного питания образуется комбинацией внешних резистора, диода и конденсатора, как показано на рисунке 21. Когда потенциал VS притягивается к минусу силовой цепи (к земле), что достигается включением соответствующего нижнего IGBT или же протеканием тока нагрузки через нижний антипараллельный диод, бутстрепный конденсатор (CBS) заряжается через диод (DBS) и резистор (RBS) от источника питания VDD.

Рис. 21. Переходный процесс заряда бутстрепного конденсатора

Рис. 21. Переходный процесс заряда бутстрепного конденсатора

Функциональные характеристики бутстрепных цепей, встроенных в силовые модули CIPOSTM Mini

Силовые модули CIPOSTM Mini содержат встроенные цепи бутстрепного заряда конденсаторов: три диода и три резистора. Типичное сопротивление встроенных бутстрепных резисторов в нормальных условиях составляет 40 Ом. Более подробная информация о характеристиках встроенных бутстрепных цепей силовых модулей CIPOSTM Mini представлена в таблице 16. Для сокращения в ней приводятся значения для резистора RBS1: резисторы RBS2 и RBS3 имеют аналогичные характеристики. Следует иметь в виду, что, если используются только встроенные бутстрепные цепи, то номинальное напряжение питание VDD рекомендуется увеличить до 16 В (вместо 15 В).

Таблица 16. Электрические характеристики компонентов встроенных бутстрепных цепей силовых модулей CIPOSTM Mini

Характеристика Условия измерения Обозначение Значение
Повторяющееся пиковое обратное напряжение на бутстрепном диоде, В VRRM ≥600
Сопротивление бутстрепного резистора в фазе «U», Ом VS2 или VS3 = 300 В, Tп = 25°С RBS1 35 (типично)
VS2 или VS3 = 0 В, Tп = 25°С 40 (типично)
VS2 или VS3 = 300 В, Tп = 125°С 50 (типично)
VS2 или VS3 = 0 В, Tп = 125°С 65 (типично)
Время обратного восстановления бутстрепного диода, нс Iпр = 600 мА, dI/dt = 80 А/мкс tRR BS 50 (типично)
Прямое падение напряжения на бутстрепном диоде, В Iпр = 20 мА, VS2 и VS3 = 0 В VF BS 2,6 (типично)

Высокое напряжение на выводах VSx относительно вывода VSS допускается только в динамическом режиме работы. 

Повышение мощности встроенных бутстрепных цепей

Если требуется повысить мощность цепи бутстрепного питания (например, для расширения диапазона допустимых значений максимального коэффициента заполнения цикла ШИМ или для корректной работы при напряжении питания VDD ≤ 15 В), можно подключить внешние диодно-резистивные цепи параллельно встроенным в силовой модуль CIPOSTM Mini. Эти внешние цепи, например, могут содержать диоды 1N4937 и резисторы 39 Ом. Работая параллельно со встроенными бутстрепными цепями, внешние цепи обеспечивают эффективное значение сопротивления для заряда бутстрепного конденсатора – около 25 Ом, как показано в таблице 17.

Таблица 17. Эффективное значение сопротивления для заряда бутстрепного конденсатора при повышении мощности встроенных бутстрепных цепей силовых модулей CIPOSTM Mini

Характеристика Условия измерения Обозначение Значение
Эффективное бутстрепное сопротивление в фазе «U», Ом Tп = 25°С RBS1 24 (типично)
Tп = 125°С 28 (типично)

Первоначальный заряд бутстрепного конденсатора

Для первоначального заряда бутстрепного конденсатора емкостью CBS через эффективное бутстрепное сопротивление RBS до напряжения не ниже чем VBS(min) требуется включение соответствующего нижнего IGBT на время (формула 6):

$$t_{ЗАР\:нач}=C_{BS}\times R_{BS}\times \frac{1}{K_{ШИМ\:макс}}\times \ln \left(\frac{V_{DD}}{V_{DD}-V_{BS(min)}-V_{FD}-V_{LS}} \right),\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

где:

  • VDD – напряжение питания нижних каналов драйверов;
  • VBS(min) – минимальное напряжение питания верхних каналов драйверов;
  • VFD – прямое падение напряжения на бутстрепном диоде;
  • VLS – прямое падение напряжения на нижнем IGBT;
  • КШИМ макс – максимальный коэффициент заполнения цикла ШИМ (для нижнего IGBT), используемый при первоначальной накачке заряда в бутстрепный конденсатор.

На рисунке 21 показана схема бутстрепного заряда конденсатора (а) и временные диаграммы при его первоначальном заряде (б): более общий случай, когда для обеспечения первоначального заряда бутстрепного конденсатора нижний IGBT работает на высокой частоте ШИМ при КШИМ макс менее 1,0, хотя для нижнего ключа обычно доступен и режим постоянного включения на время tЗАР нач.

Выбор емкости и типа бутстрепного конденсатора

Требуемая емкость бутстрепного конденсатора CBS может быть рассчитана по формуле 7:

$$C_{BS}\geq \frac{I_{РАЗР}\times \Delta t}{\Delta V},\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

где:

  • IРАЗР – полный ток разряда бутстрепного конденсатора;
  • Δt – максимальная длительность включенного состояния верхнего IGBT;
  • ΔV – допустимая величина понижения напряжения на бутстрепном конденсаторе за время включенного состояния верхнего IGBT.

Полный ток разряда бутстрепного конденсатора IРАЗР складывается из таких составляющих как:

  • ток для обеспечения заряда затвора при включении IGBT;
  • собственный ток потребления драйвера верхнего канала;
  • ток, требуемый для работы схемы сдвига уровня сигнала в микросхеме;
  • ток утечки (обратный ток) бутстрепного диода;
  • собственный ток утечки бутстрепного конденсатора (для неэлектролитических конденсаторов исчезающе мал);
  • ток обратного восстановления бутстрепного диода.

Чтобы не проводить громоздких расчетов при недостаточно точных исходных данных, для силовых модулей CIPOSTM Mini рекомендуется принимать IРАЗР равным 1 мА. При этом величину емкости бутстрепного конденсатора следует увеличить в 2…3 раза по сравнению с расчетным значением. Также следует нормировать минимально возможное время проводящего состояния нижнего IGBT, при котором обеспечивается должное восполнение заряда бутстрепного конденсатора. Это требование эквивалентно ограничению на максимальный коэффициент заполнения цикла ШИМ для верхнего IGBT.

Бутстрепный конденсатор должен обладать достаточной емкостью, малыми эквивалентным последовательным сопротивлением и индуктивностью, и располагаться максимально близко к выводам VB(U,V,W) и VS(U,V,W) силового модуля CIPOSTM Mini. Например, если в качестве основного бутстрепного конденсатора применяется электролитический, то необходимо включить параллельно ему керамический конденсатор, разместив его вблизи выводов VB и VS. Если же в качестве бутстрепных применяются керамические или танталовые конденсаторы, то параллельного включения нескольких конденсаторов не требуется, но необходимо убедиться, что применяемые конденсаторы обеспечивают должную развязку (малые пульсации) напряжений VBS.

Процессы заряда и разряда бутстрепного конденсатора во время штатной работы силового модуля CIPOSTM Mini (ШИМ в инверторе)

Бутстрепный конденсатор CBS заряжается через бутстрепные резистор RBS и диод DBS от источника напряжения VDD (рисунок 21), в то время, когда верхний IGBT выключен и потенциал вывода VS близок к минусу питания (земле). Бутстрепный конденсатор CBS разряжается, когда верхний IGBT или его антипараллельный диод находятся в проводящем состоянии.

Рассмотрим пару характерных примеров расчета, связанных с бутстрепной цепью.

Пример 1. Определение времени первоначального заряда бутстрепного конденсатора

Рассчитаем минимальное время заряда бутстрепного конденсатора по формуле 6 при следующих условиях: CBS = 4,7 мкФ, RBS = 40 Ом, КШИМ макс = 0,5, DBS – встроенный бутстрепный диод, VDD = 15 В, VFD = 0,9 В, VBS(min) = 13,5 В, VLS = 0,1 В.

Минимальное время первоначального заряда бутстрепного конденсатора:

$$t_{ЗАР\:нач}\geq C_{BS}\times R_{BS}\times \frac{1}{K_{ШИМ\:макс}}\times \ln \left(\frac{V_{DD}}{V_{DD}-V_{BS(min)}-V_{FD}-V_{LS}} \right)=\\=4.7\:мкФ \times 40\:Ом \times \frac{1}{0.5}\times \ln \left(\frac{15\:В}{15\:В-13.5\:В-0.9\:В-0.1\:В} \right)\approx 1100\:мкс$$

Для надежности рекомендуется, чтобы время первоначального заряда бутстрепного конденсатора было по крайней мере втрое больше, чем рассчитанное минимальное значение, то есть в данном примере – не менее 3,3 мс.

Пример 2. Определение минимальной емкости бутстрепного конденсатора

Условия: полный средний ток разряда бутстрепного конденсатора IРАЗР = 1 мА, размах пульсаций напряжения на бутстрепном конденсаторе ΔV = 0,1 В. На рисунке 22 показаны результаты расчета по формуле 7 для режима непрерывного тока и синусоидальной модуляции. Как видим, для реально используемых частот ШИМ достаточно емкости конденсатора 4,7 мкФ.

Рис. 22. Зависимость минимальной емкости бутстрепного конденсатора от частоты ШИМ

Рис. 22. Зависимость минимальной емкости бутстрепного конденсатора от частоты ШИМ

Заметьте, что данный результат приведен только для примера. Для проектов реальных систем необходимо выполнить соответствующие расчеты, используя применяемые законы управления и характеристики применяемых компонентов.

Оригинал статьи

Список ранее опубликованных глав

    1. Интеллектуальные силовые модули CIPOS™ Mini IPM. Техническое описание. Часть 1

Перевели Алексей и Сергей Поповы по заказу АО КОМПЭЛ

•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
IGCM06F60GAXKMA1 (INFIN)
IGCM10F60GAXKMA1 (INFIN)
IGCM04B60GAXKMA1 (INFIN)
IGCM04G60GAXKMA1 (INFIN)
IGCM10B60GAXKMA1 (INFIN)
IGCM15F60HAXKMA1 (INFIN)
IGCM04B60HAXKMA1 (INFIN)
IKCM10H60GAXKMA1 (INFIN)
IKCM15H60GAXKMA1 (INFIN)
IKCM20L60GAXKMA1 (INFIN)
IKCM20L60GDXKMA1 (INFIN)
IKCM20L60GD (INFIN)
IKCM30F60GAXKMA1 (INFIN)
IKCM15L60GDXKMA1 (INFIN)
IKCM15L60GAXKMA1 (INFIN)