Основные параметры и аспекты применения дискретных IGBT

Инструкция по особенностям практического применения дискретных транзисторов IGBT с экскурсом в основы теории и результатами практических испытаний для трех моделей IGBT производства Infineon: IRG7PC35SD для резонансных приложений с мягкими переключениями, IRGB20B50PD1 для работы на высоких частотах и IRGP4069D для высокочастотных приложений с жесткими переключениями.

Требования к схеме управления затвором

Влияние импеданса цепи затвора на потери при переключениях

Эквивалентная схема биполярного транзистора с изолированным затвором (БТИЗ, IGBT) состоит из биполярного PNP-транзистора, управляемого N-канальным МОП-транзистором (MOSFET) (рисунок 1). Вывод, называемый коллектором, фактически является эмиттером для внутреннего PNP-транзистора. MOSFET управляет базой PNP-транзистора и определяет скорость включения и падение напряжения на IGBT в открытом состоянии. Таким образом, выход внешнего драйвера подключается напрямую к затвору MOSFET, ток стока которого становится базовым током PNP-транзистора. Поскольку характеристики включения IGBT сильно зависят от параметров входного МОП-транзистора, то потери на включение определяются величиной импеданса цепи затвора. С другой стороны, характеристики выключения в основном зависят от скорости рекомбинации неосновных носителей, а значит, параметры встроенного МОП-транзистора значительно меньше влияют на уровень потерь IGBT при выключении.

Рис.1. Эквивалентная схема IGBT

Рис. 1. Эквивалентная схема IGBT

В результате, в отличие от силовых МОП-транзисторов, заряд затвора IGBT не полностью определяет уровень динамических потерь. В то же время заряд затвора остается важным параметром при расчете цепей управления IGBT.

Увеличение импеданса в цепи затвора продлевает плато Миллера и уменьшает скорость спадания тока. В то же время влияние импеданса на общие потери коммутации зависит от конструкции IGBT и его динамических характеристик. При этом потери на включение для всех без исключения IGBT сильно зависят от величины импеданса. Однако влияние импеданса на потери при выключении зависит от скорости IGBT и его технологии. Например, trench-IGBT и высокоскоростные IGBT отличаются большей чувствительностью к импедансу в цепи затвора. Однако, в любом случае верно, что входной импеданс затвора IGBT имеет большое значение, а дополнительный импеданс, вносимый цепью управления, оказывает меньшее влияние на уровень потерь.

На практике импеданс в цепи затвора часто увеличивают, чтобы ограничить выбросы тока, вызванные восстановлением обратного диода, при включении. Такой подход во многих случаях способен значительно снизить динамические потери. При этом негативное влияние от увеличения импеданса можно минимизировать с помощью дополнительного обратного диода, включенного параллельно затворному резистору. Это позволит сократить потери при выключении.

Зависимость энергии переключения от величины сопротивления в цепи затвора, как правило, всегда приводится в документации на современные силовые ключи.

Влияние импеданса цепи затвора на чувствительность к шуму

В биполярных транзисторах с изолированным затвором любое изменение напряжения dv/dt на коллекторе оказывает влияние на напряжение на затворе из-за наличия паразитной емкостной связи. Эта связь определяется делителем, образованным емкостью Миллера CRES и емкостью «затвор-эмиттер» CGE (рисунок 2а). При определенном соотношении этих двух емкостей и импеданса затвора (ZG) выброс напряжения может оказаться достаточным для включения IGBT.

Если затвор не имеет жесткой связи с эмиттером, то определенный высокий уровень dv/dt на коллекторе может вызвать на затворе значительный выброс напряжения, превышающий пороговое напряжение, что приведет к переходу IGBT в открытое состояние. По мере перехода IGBT в проводящее состояние происходит ограничение dv/dt, спад напряжения на затворе и окончательное закрывание транзистора (рисунок 2б). В результате описанного выше процесса  через IGBT протекает короткий импульс сквозного тока, который вызывает дополнительные потери мощности.

Обратите внимание, что сквозной ток, протекающий через IGBT, сложно отделить от тока перезаряда выходной емкости (рисунок 2б). Сквозной ток начинает преобладать только после того, как напряжение затвора превысит пороговое значение (приблизительно от 3 до 5 В), а емкостный ток перезаряда начинает протекать сразу же, как только начинается изменение dv/dt на коллекторе.

Чтобы уменьшить чувствительность к помехам и снизить риск паразитного включения IGBT, импеданс в цепи затвора в выключенном состоянии транзистора должен быть минимальным, а напряжение затвора близким к нулю. Для решения этой задачи иногда применяют дополнительный PNP-транзистор в цепи затвора IGBT (рисунок 2а).

В приложениях с высокой мощностью для включения и выключения IGBT часто используют уровни  управляющего напряжения затвора от +15 В до -5…-15 В соответственно. Это обеспечивает дополнительный уровень помехоустойчивости и улучшает характеристики переключения. Однако такой подход требует создания дополнительного изолированного источника питания для IGBT верхнего плеча, что увеличивает стоимость схемы управления. Важно отметить, что если в приложении необходимо только лишь обеспечить защиту от dv/dt, то для решения проблемы может быть достаточно дополнительного конденсатора, включенного между затвором и истоком, или рассмотренного выше варианта с PNP-транзистором (рисунок 2а).

Рис. 2. Изменение напряжения dv/dt на коллекторе нижнего IGBT приводит к изменению напряжения на затворе и появлению сквозного тока

Рис. 2. Изменение напряжения dv/dt на коллекторе нижнего IGBT приводит к изменению напряжения на затворе и появлению сквозного тока

Таким образом, бывают случаи, когда увеличение рассеиваемой мощности из-за эффекта dv/dt оказывается меньшим из зол по сравнению с необходимостью создания сложной схемы управления с отрицательным напряжением для управления затвором. В любом случае индуктивность в цепи затвора должна быть минимизирована, например, за счет подключения затвора с помощью нескольких параллельных дорожек на печатной плате или применения нескольких скрученных проводов.

Компания Infineon предлагает большой выбор драйверов, отвечающих требованиям самих разных приложений. Например, схема, представленная на рисунке 3, обеспечивает простое, недорогое и эффективное решение для управления затвором IGBT. В качестве еще одного примера можно привести схему, изображенную на рисунке 4. В ней драйвер контролирует напряжение затвора, что позволяет ему при необходимости ограничивать ток и обеспечивать защиту от короткого замыкания.

Рис. 3. IR2110 обеспечивает простое, высокопроизводительное и недорогое решение для управления полумостовой схемой

Рис. 3. IR2110 обеспечивает простое, высокопроизводительное и недорогое решение для управления полумостовой схемой

Рис. 4. Схема управления IGBT с защитой от короткого замыкания

Рис. 4. Схема управления IGBT с защитой от короткого замыкания

Вклад общей индуктивности эмиттера в импеданс цепи затвора

Под понятием «общая индуктивность эмиттера» понимается индуктивность, которая является общей для тока коллектора и тока затвора (рисунок 5а). Эта индуктивность определяет дополнительную обратную связь между коллектором и затвором, которая пропорциональна L·diC/dt. Не сложно заметить, что падение напряжения на этой индуктивности вычитается из напряжения затвор-исток при включении транзистора, и добавляется к нему при выключении. Таким образом, общая индуктивность замедляет процесс переключения IGBT.

Это явление похоже на эффект Миллера, за исключением того, что оно пропорционально скорости изменения тока коллектора di/dt, а не его напряжения dv/dt. В обоих случаях обратная связь пропорциональна крутизне передаточной характеристики IGBT, которая определяется размером кристалла и используемой технологией. Значение di/dt на уровне 0,7 A/нс является распространенным для схем с IGBT. В таком случае при наличии паразитной индуктивности 10 нГн, на ней можно ожидать падения напряжения 7 В. Стоит отметить, что обратная связь замедляет процесс включения, тем самым ограничивая diC/dt.

Простые меры предосторожности могут снизить общую индуктивность эмиттера до минимального значения, которое определяется паразитной индуктивностью корпуса транзистора. Для этого следует разделить проводники, используемые для протекания тока коллектора, и проводники, относящиеся к схеме управления затвором (рисунок 5б). При этом, чтобы дополнительно уменьшить индуктивность, необходимо свить прямой и обратный проводники в цепи затвора или разместить их параллельно, если речь идет о печатной плате. Эти методы повышают стойкость к изменению di/dt и уменьшают звон в цепи затвора.

Рис. 5. Общая индуктивность эмиттера может быть уменьшена за счет использования отдельных проводников для протекания тока коллектора и для управления затвором

Рис. 5. Общая индуктивность эмиттера может быть уменьшена за счет использования отдельных проводников для протекания тока коллектора и для управления затвором

Траектории переключения и область безопасной работы ОБР

При работе с большими токами и напряжениями неосновные носители могут быть неравномерно распределены по кристаллу IGBT, что в случае выхода из области безопасной работы (ОБР) приводит к отказу силового ключа. В разделе 6 руководства AN-983 от Infineon/International Rectifier рассматриваются условия, при которых это происходит.

Распределение тока внутри кристалла может быть различным и зависит от знака связанного с ним di/dt. Поэтому область безопасной работы представляется в виде двух графиков: ОБР с прямым смещением и ОБР с обратным смещением.

ОБР с прямым смещением относится к работе транзисторов в линейных режимах A и B, а также в режиме короткого замыкания, который можно рассматривать как предельный случай режима B. Данные о тепловых ограничениях при работе IGBT с импульсными токами часто включаются в график ОБР, хотя на кривой теплового отклика (Transient Thermal Response) эта же информация представляется более полно и точно. Из-за ограниченного использования IGBT в линейном режиме график ОБР с прямым смещением обычно не приводится в документации.

ОБР с обратным смещением относится к случаю выключения индуктивной нагрузки и к случаю выключения при коротком замыкании (рисунок 6). На первом этапе при отключении индуктивной нагрузки напряжение на коллекторе транзистора увеличивается от низкого значения VCE(sat) до полного напряжения питания, при этом ток коллектора остается постоянным. После этого напряжение на коллекторе продолжает нарастать и превышает напряжение питания. Когда напряжение на коллекторе превышает напряжение питания на величину прямого падения p-n-перехода, диод, включенный параллельно индуктивности, открывается, тем самым отводя ток от транзистора. Таким образом, рабочая точка движется вдоль линии постоянного тока до тех пор, пока напряжение коллектор-эмиттер не превысит напряжение питания (рисунок 6б). Дальнейшее увеличение напряжения коллектора зависит от величины паразитной индуктивности LS и скорости выключения.

Рис. 6. Отключение индуктивной нагрузки и траектория рабочей точки во время переходного процесса

Рис. 6. Отключение индуктивной нагрузки и траектория рабочей точки во время переходного процесса

Очевидно, что для обеспечения безопасной коммутации вся траектория переключения должна лежать внутри ОБР. Таким образом, ОБР накладывет ограничения на величину коммутируемой индуктивной нагрузки.

Вторичный пробой IGBT происходит при токах и напряжениях, которые значительно превышают типовые значения, встречающиеся в реальных приложениях. Обратите внимание, что значения, приведенные в документации, как правило, указаны для предельных температур. Это значит, что дополнительные снабберные цепи не требуются до тех пор, пока траектория переключения не выходит за границы ОБР. Снабберные цепи часто используются для ограничения помех и повышения качества ЭМС, но это уже не связано с безопасностью работы ключа и ОБР.

Потери проводимости

В любой момент времени энергия, рассеиваемая в IGBT, определяется выражением:

$$E=\int_{0}^{t}{V_{CE}(i)\times i(t)dt},$$

где t — длина импульса. Зная энергию, можно рассчитать рассеиваемую мощность, для чего следует умножить энергию на частоту. При этом полагается, что потери оказываются незначительными, когда транзистор выключен i(t) ≈ 0. К сожалению, не существует простых выражений для определения напряжений и токов для IGBT в момент, когда он проводит ток. Следовательно, для упрощения мы будем разделять потери на две составляющие: статические потери проводимости и динамические потери при переключениях.

К потерям проводимости относятся потери, возникающие между окончанием интервала включения и началом интервала выключения. Обычно энергия включения измеряется в интервале времени между моментом, когда ток коллектора превышает значение 5% от номинального значения, до момента, когда напряжение «коллектор-эмиттер» падает до 5% от испытательного напряжения. Аналогично, энергия выключения измеряется с момента, когда напряжение «коллектор-эмиттер» превышает 5% от испытательного напряжения. Таким образом, потери проводимости следует отсчитывать с момента, когда напряжение «коллектор-эмиттер» составляет менее 5% от испытательного или питающего напряжения (см. руководство AN-983 от  Infineon/International Rectifier, раздел 8.4). Зависимость VCE(i) в приведенной выше формуле определяет поведение IGBT в открытом состоянии. Эта информация представлена в документации в виде графиков и табличных значений.

Как правило, в таблицах приводится информация только для нескольких конкретных рабочих точек. Однако, используя дополнительные данные, получаемые из графиков, можно выполнить расчет потерь проводимости. Поиск максимального напряжения VCE при любом токе и температуре делается за три шага:

  1. Определите типовое значение напряжения коллектор-эмиттер VCE из графика типовой зависимости VCE от тока коллектора iC для заданных значений тока и температуры кристалла.
  2. Определите коэффициент разброса прямого падения напряжения VCE. Для этого разделите максимальное значение VCE на типовое значение VCE, взятые из табличных данных.
  3. Умножьте значение VCE, полученное на первом шаге, на коэффициент разброса.

Умножая полученное максимальное значение VCE на величину номинального тока и на длительность импульса, получаем энергию потерь проводимости. Если же требуется рассчитать мощность потерь, то произведение тока и напряжения следует умножать на коэффициент заполнения.

Описанный алгоритм расчета относится к случаю, когда ток коллектора имеет постоянное значение в течение интервала проводимости. Если форма сигнала в течение интервала проводимости непостоянна, то интервал следует разделить на части, и рассчитать потери проводимости для каждой из частей с последующим суммированием. В идеале самым универсальным способом является построение математической модели с аппроксимацией зависимости тока и напряжения, а также формы рабочего сигнала с дальнейшим выполнением интегрирования.

Потери при жестких переключениях

При определении динамических потерь при жестких переключениях следует отдельно рассчитывать потери при включении и потери при выключении.

Как и в случае с потерями проводимости, потери при жестких переключениях рассчитываются с учетом графиков и табличных данных, приведенных в документации.

Как поясняется в разделе 8.4 руководства AN-983 от Infineon/International Rectifier, значение энергии переключения, указанное в документации, приводится для конкретных тестовых условий и для конкретной схемы испытаний. Важно помнить, что энергия переключения значительно изменяется с температурой, и все вычисления должны проводиться с учетом данных, приведенных для заданной температуры.

Потери на включение и выключение могут быть рассчитаны с использованием методики, описанной в предыдущем разделе, с некоторыми дополнительными изменениями:

  • Показатели потерь энергии должны быть масштабированы с учетом рабочего напряжения. Как уже было сказано, данные, представленные в документации, были получены при определенном значении напряжения, которое может иметь другое значение в рассчитываемой схеме.
  • Точно так же сопротивление в цепи затвора тестовой схемы, применяемой в документации, может отличаться от сопротивления, используемого в фактическом приложении. В последнее время в документации приводится зависимость энергии переключения от сопротивления в цепи затвора.
  • чтобы получить значение потерь мощности, следует умножить энергию переключения на частоту.

Переходной процесс при включении транзистора осложняется из-за восстановления диода, подключенного параллельно индуктивной нагрузке (рисунок 6а). Когда IGBT включается, через него начинает протекать не только ток нагрузки, но и ток восстановления обратного диода. Данные о потерях из-за встроенного диода также приводят в современной документации.

Ранее при тестировании IGBT использовалась другая тестовая схема с «идеальным диодом». Поэтому в документации приводились данные о потерях на включение без потерь на диоде. Таким образом, при необходимости эти составляющие потерь следует рассчитать по отдельности и сложить.

На рисунке 7 показана типовая форма сигналов при включении. Обратите внимание, что обратное восстановление диода увеличивает динамические потери за счет двух механизмов:

Рис. 7. Обратное восстановление диода увеличивает ток нагрузки (IRGP4066D, 400 В, 75 А, 175°C)

Рис. 7. Обратное восстановление диода увеличивает ток нагрузки (IRGP4066D, 400 В, 75 А, 175°C)

  • из-за того, что ток восстановления диода добавляется к току транзистора, когда напряжение коллектора все еще близко к напряжению питания;
  • из-за того, что уменьшение напряжения происходит с задержкой.

Как и в случае с расчетом потерь проводимости, потери при переключениях можно рассчитать с помощью относительно простых алгоритмов.

Компромисс между потерями проводимости и потерями при переключениях: оптимизация транзисторов

Для повышения эффективности преобразовательных схем компания Infineon предлагает использовать специализированные IGBT, предназначенные для работы в составе конкретных приложений. Например, существуют транзисторы, оптимизированные для питания двигателей, для индукционного нагрева, для плазменных дисплеев и т.д.

В результате номенклатура IGBT разрастается и становится достаточно разнообразной. По этой причине  поиск оптимального транзистора превращается в сложный итерационный процесс, который практически невозможно формализовать. Кроме того, разработчикам силовых схем приходится искать компромисс между потерями на переключения, потерями проводимости и требованиями устойчивости к короткому замыканию. Чтобы продемонстрировать необходимость компромисса, приведем пример сравнения различных транзисторов в рамках типовой импульсной схемы с учетом тепловых показателей.

Для сравнения различных моделей IGBT была выбрана популярная полумостовая схема, коммутирующая индуктивную нагрузку. Условия проведения испытаний приведены на рисунке 8, и могут быть изменены в соответствии с конкретным приложением. Вместо полумоста можно использовать обратноходовые или резонансные схемы. Из рисунка 8 становится видно, что изменение рабочей частоты по-разному влияет на значение максимального коммутируемого тока для разных транзисторов.

Рис. 8. Зависимость максимального коммутируемого тока от частоты переключений для трех разных IGBT

Рис. 8. Зависимость максимального коммутируемого тока от частоты переключений для трех разных IGBT

На рисунке 8 изображены результаты испытаний для следующих моделей IGBT:

  • IRG7PC35SD – IGBT-транзистор, выполненный по trench-технологии с высокой плотностью и разработанный с целью получения минимального падения напряжения. Этот транзистор является идеальным выбором для резонансных приложений (с мягкими переключениями). Как и следовало ожидать, в результате испытаний IRG7PC35SD продемонстрировал отличные показатели на низких частотах.
  • IRGB20B50PD1 – планарный транзистор технологии Gen 5. Несмотря на то, что IRGB20B50PD1 был разработан в конце девяностых годов, он по-прежнему остается одним из лучших транзисторов для работы на высоких частотах, несмотря на то, что падение напряжения у него выше, чем у транзисторов, выполненных по trench-технологии.
  • IRGP4069D – IGBT-транзистор, производимый по trench-технологии, предназначенный для высокочастотных приложений с жесткими переключениями.

Тепловой анализ

IGBT, как и силовые МОП-транзисторы и тиристоры, имеют ограничения, связанные с тепловым режимом эксплуатации. Грамотно выполненный тепловой анализ становится ключом к их эффективному использованию. Эта тема подробно освещена в руководстве AN-1057 от Infineon/International Rectifier.

В общем случае целью теплового анализа является выбор оптимального радиатора. Для этого может потребоваться ряд расчетов, как указано в руководстве AN-949 от Infineon/International Rectifier.

Чтобы значение теплового сопротивления «корпус-радиатор» соответствовало значению, указанному в документации, следует при монтаже использовать то же самое усилие затяжки. Стоит помнить, что чрезмерное усилие затяжки приводит к деформации корпуса и может повредить кристалл. С другой стороны, недостаточный момент затяжки приводит к ухудшению теплоотвода.

Повышение температуры при работе с короткими импульсами тока может быть рассчитано с помощью кривой теплового отклика (thermal response curve), которая приводится в документации. Этот расчет рассматривается в разделе «Peak Current Rating» руководства AN-949 от Infineon/International Rectifier.

Для коротких импульсов (5 мс или менее) повышение температуры, рассчитанное с помощью кривой теплового отклика, как правило, оказывается неточным. В таких случаях требуется выполнение подробного моделирования.

Замена MOSFET-транзисторов на IGBT

Во многих высоковольтных приложениях не удается использовать МОП-транзисторы, несмотря на их отличные динамические характеристики. Причиной этого является их невысокая устойчивость к помехам и наличие значительных паразитных индуктивностей. В таких случаях IGBT становятся наиболее привлекательной альтернативой по целому ряду причин. К преимуществам IGBT можно отнести:

  • минимальные потери проводимости, которые слабо зависят от температуры.
  • меньшая площадь кристалла по сравнению с MOSFET, что приводит к уменьшению входной емкости, упрощению управления затвором и снижению стоимости.
  • отсутствие резких перепадов di/dt и dv/dt, что обеспечивает минимальный уровень генерируемых помех и хорошие показатели ЭМС.
  • высокие динамические характеристики встроенных диодов, которые значительно превосходят показатели встроенных диодов MOSFET, благодаря чему при переключениях генерируются меньшие импульсы тока. Это является большим плюсом для приложений, в которых обратный диод является обязательным элементом схемы.

Поскольку корпусные исполнения и назначение выводов у MOSFET и IGBT совпадает, то при их замене друг на друга никаких механических изменений или модификаций печатной платы не требуется.

Требования к управлению затворами IGBT и МОП-транзисторов в значительной степени совпадают. В большинстве случаев для нормального включения будет достаточно 12…15 В, а при выключении можно обойтись без отрицательных запирающих напряжений. Так как входная емкость у IGBT меньше, чем у MOSFET, то чтобы избежать звона, в ряде схем может потребоваться увеличение сопротивления резистора в цепи затвора.

Рекомендации по параллельному включению IGBT

При параллельном включении нескольких IGBT удается уменьшить потери проводимости и снизить тепловое сопротивление. В то же время потери при переключениях, наоборот, увеличиваются. Таким образом, если основной вклад в общие потери вносит динамическая составляющая, то использование параллельного включения позволит улучшить только тепловые характеристики.

Параллельное включение МОП-транзисторов можно выполнить без особых проблем из-за положительного температурного коэффициента их потерь проводимости, в то время как потери на переключения для MOSFET в значительной степени не зависят от температуры. У IGBT наблюдается обратная картина – потери проводимости слабо зависят от температуры, зато потери на переключение имеют значительный положительный температурный коэффициент. По этой причине использование параллельного включения IGBT оказывается не таким простым, как для МОП-транзисторов.

Вопросы параллельного включения МОП-транзисторов были подробно рассмотрены в руководстве AN-941 от Infineon/International Rectifier. Большинство выводов, сделанных в AN-941, справедливы и для IGBT. При необходимости читатель может ознакомиться с ними самостоятельно. Далее будут рассмотрены только те вопросы, которые характерны для IGBT.

Напряжение насыщения VCE(on) в IGBT слабо зависит от тока и температуры, в то время как для МОП-транзисторов падение напряжения на открытом канале сильно зависит от обоих параметров. Когда два IGBT работают параллельно, напряжение VCE(on) для обоих транзисторов будет одинаковым в «принудительном» порядке. Таким образом, при заданной нагрузке через один IGBT может протекать больше тока, чем через другой. Эта разбалансировка для малых значений токов очень часто оказывается достаточно значительной и достигает 75…100%. Само по себе неравномерное распределение токов не является чем-то критическим, однако это оказывает значительное влияние на перегрев и потери на переключения. Рассмотрим эти вопросы подробнее.

Температура перехода: Поскольку падение напряжения одинаково для обоих IGBT, то транзистор, через который протекает больше тока, рассеивает большую мощность и имеет больший перегрев кристалла. Это смягчается тремя факторами:

  1. Обширные испытания показали, что неравномерное распределение нагрузки имеет тенденцию к уменьшению по мере увеличения тока. Это связано с тем, что разница в напряжениях насыщения сокращается с ростом тока. Таким образом, значительная разбалансировка при малых токах оказывается не такой значительной при больших токах.
  2. Обеспечение хорошей тепловой связи между кристаллами транзисторов гарантирует, что, несмотря на значительный дисбаланс токов, температурный перепад будет находиться в пределах нескольких градусов.
  3. Существуют IGBT с небольшим положительным температурным коэффициентом. Они становятся оптимальным выбором, если требуется параллельное включение транзисторов.

Потери коммутация при рассогласовании токов: вполне очевидно, что IGBT, который проводит больше тока, переключается также при большем токе. Следовательно, на него будет приходиться не только большая часть потерь проводимости, но большая часть динамических потерь на переключения.

Казалось бы, существует лавинообразный процесс, который должен привести к тому, что из-за более высоких потерь температура перегруженного IGBT превысит допустимое значение. Однако аналитический и экспериментальный анализ показал, что с увеличением тока дисбаланс между транзисторами уменьшается, а отличие температур сокращается до нескольких градусов. Это, как было сказано выше, связано с выравниванием напряжений насыщения при увеличении токовой нагрузки.

Стоит отметить, что наиболее эффективным методом борьбы с неравномерным распределением токов при параллельном включении является отбор транзисторов. Еще одной важной причиной разбалансировки являются различия в пороговых напряжениях, что особенно заметно у trench-IGBT. Таким образом, подбор транзисторов с согласованными значениями VCE(on) и VGS(th) является эффективным способом защиты от неравномерного распределения токов.

В дополнение к совету, озвученному в предыдущем абзаце, рекомендуется следовать рекомендациям, упомянутым в руководстве AN-941:

  • Используйте отдельные резисторы затвора для устранения риска паразитных колебаний.
  • Убедитесь, что транзисторы, включенные параллельно, имеют сильную тепловую связь.
  • Выравнивайте значения общей индуктивности эмиттера и уменьшайте ее до величины, которая не оказывает большого влияния на общие потери коммутации на заданной частоте.
  • Минимизируйте индуктивность рассеяния до значения, которое обеспечивает допустимое значение выбросов напряжения при максимальном рабочем токе.
  • Убедитесь, что схема управления имеет минимальное собственное сопротивление.
  • Защитные стабилитроны в цепи затвора могут вызывать колебания. Если без них не обойтись, то следует размещать их между выходом драйвера и резистором затвора.
  • Помните, что конденсаторы в цепи затвора замедляют коммутацию, тем самым увеличивая рассогласование между устройствами, а также могут вызывать колебания.
  • Паразитные составляющие должны быть минимизированы. Проводящий рисунок и электрические соединения должны быть максимально симметричными для всех транзисторов.

Оригинал статьи

•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
IRGP4069D (INFIN)
IRGP4069D-EPBF (INFIN)
IRG7PH42UDPBF (INFIN)
IRG7PH46UDPBF (INFIN)
IRGP50B60PD1PBF (INFIN)
IRGPS60B120KDP (INFIN)
IR2153STRPBF (INFIN)
IR2104STRPBF (INFIN)