Особенности выбора силовых МОП-транзисторов для резонансных LLC-преобразователей

В статье рассматриваются особенности работы МОП-транзисторов (MOSFET) в резонансных LLC-преобразователях. Особое внимание уделяется режиму переключений при нулевых напряжениях (Zero Voltage Switching, ZVS). В ней также приведены методы повышения надежности и эффективности работы MOSFET.

Статья будет полезной для опытных разработчиков источников питания, желающих повысить надежность и эффективность работы своих схем.

В последнее время повышение эффективности и увеличение плотности мощности становятся основными проблемами при создании источников питания. Рост общего уровня потребления неизбежно приводит к увеличению стоимости энергии. Это вызывает повышение спроса на источники питания, обладающие высоким КПД, компактными размерами и высокой мощностью. Резонансные LLC-преобразователи все шире применяются в силовой технике благодаря отличной эффективности, высокой плотности мощности и малому уровню электромагнитных помех.

Выбор оптимальных силовых МОП-транзисторов для резонансного LLC-преобразователя определяется как эффективностью, так и надежностью их работы. При этом необходимо анализировать не только основные параметры MOSFET, например, корпусное исполнение, номинальное напряжение «сток-исток», номинальный ток стока и сопротивление открытого канала [1], но и учитывать выполнение двух дополнительных условий:

  • возможности реализации переключений силового МОП-транзистора при нулевых напряжениях (режим ZVS);
  • возможности решения проблемы неполного восстановления встроенного обратного диода силового МОП-транзистора.

В данной статье анализируются особенности работы силовых МОП-транзисторов в резонансных LLC-преобразователях, а также рассматриваются методы повышения их надежности и эффективности.

Режим переключений при нулевых напряжениях ZVS

Одним из преимуществ резонансных LLC-преобразователей является их способность обеспечивать коммутацию силовых транзисторов при нулевых напряжениях ZVS в заданном диапазоне нагрузок. При этом потери на переключения в силовом каскаде первичной стороны практически отсутствуют. Для обеспечения режима ZVS при коммутации силовых МОП-транзисторов в резонансном LLC-преобразователе необходимо выполнение трех условий:

  • нагрузка силового каскада LLC-преобразователя должна носить индуктивный характер;
  • для управления МОП-транзисторами верхнего и нижнего плеча полумоста необходимо использовать комплементарные сигналы (сдвинутые друг относительно друга на 180°) с коэффициентом заполнения 50%;
  • выбор длительности мертвого времени не должен противоречить режиму ZVS.

На рисунке 1а представлена принципиальная схема полумостового резонансного LLC-преобразователя. Благодаря индуктивному характеру нагрузки коммутация МОП-транзисторов происходит при нулевых напряжениях – напряжение опережает ток по фазе (рисунок 1б). Для достижения ZVS схема должна работать с индуктивной нагрузкой (то есть сопротивление резонансного контура должно носить индуктивный характер), а ток резонансной индуктивности должен быть достаточно высоким, чтобы разряжать выходную емкость («сток-исток») силовых МОП-транзисторов.

Рис. 1. а) схема полумостового резонансного LLC-преобразователя; б) рабочие диаграммы токов и напряжений при индуктивной нагрузке

Рис. 1. а) схема полумостового резонансного LLC-преобразователя; б) рабочие диаграммы токов и напряжений при индуктивной нагрузке

Влияние выходной емкости Coss

Когда оба МОП-транзистора закрыты, ток, циркулирующий в резонансном контуре, будет заряжать и разряжать выходные емкости силовых ключей. Эквивалентная схема полумостового резонансного LLC-преобразователя в момент, когда Q1 и Q2 отключены («мертвое время»), показана на рисунке 2.

Рис. 2. Эквивалентная схема полумостового резонансного LLC-преобразователя в момент, когда Q1 и Q2 отключены («мертвое время»)

Рис. 2. Эквивалентная схема полумостового резонансного LLC-преобразователя в момент, когда Q1 и Q2 отключены («мертвое время»)

Точка A является средней точкой между силовыми МОП-транзисторами Q1 и Q2. Используя уравнение резонансного L-C-контура, можно определить напряжение в узле A (формула 1):

$$V_{A}=(V_{IN}-V_{C})+I_{D,off}\times \sqrt{\frac{L_{eq}}{C_{eq}}}\times \sin (\omega_{r}t),\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где VIN – напряжение на CO,PFC, VC – напряжение на Cr, Leq – сумма Lr и Lm, Ceq – эквивалентная емкость в эквивалентной схеме и

$$\omega_{r}=\frac{1}{\sqrt{L_{eq}\times C_{eq}}}.$$

Для получения режима ZVS необходимо, чтобы до включения Q1 напряжение в узле A отвечало требованию (формула 2):

$$(V_{IN}-V_{C})+I_{D,off}\times \sqrt{\frac{L_{eq}}{C_{eq}}}\times \sin (\omega_{r}t)>V_{IN}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Поскольку максимальное значение для синуса равно 1, формулу 2 можно упростить (формула 3):

$$L_{eq}\times I_{D,off}^2>C_{eq}\times V_{C}^2\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Формула 3 определяет условие для ZVS с точки зрения резонансной энергии. При этом оказывается, что время заряда-разряда выходной емкости силового МОП-транзистора в течение «мертвого времени» определяется резонансной частотой контура Leq и Ceq. Кроме того, Ceq не является постоянной величиной и зависит от напряжения VDS (рисунок 3). Это связано с тем, что распределение заряда силового МОП-транзистора определяется напряжением VDS. Таким образом, изменения эквивалентной емкости Ceq также должны учитываться при рассмотрении условий ZVS.

Рис. 3. а) зависимость паразитных емкостей от напряжения VDS силового MOSFET CoolMOS™ IPP60R190P6; б) зависимость Ceq эквивалентной схемы полумостового резонансного LLC-преобразователя CoolMOS™ IPP60R190P6

Рис. 3. а) зависимость паразитных емкостей от напряжения VDS силового MOSFET CoolMOS™ IPP60R190P6; б) зависимость Ceq эквивалентной схемы полумостового резонансного LLC-преобразователя CoolMOS™ IPP60R190P6

Возникает вопрос: какую величину имеет эта емкость? Как видно из эквивалентной схемы, представленной на рисунке 2, выходные емкости двух силовых МОП-транзисторов в полумостовой схеме подключены параллельно относительно эквивалентной индуктивности. Сумма напряжений VDS обоих силовых МОП-транзисторов, соединенных последовательно, равна входному напряжению преобразователя. Таким образом, учитывая зависимость паразитной емкости от напряжения «сток-исток» VDS силового MOSFET (рисунок 3а), можно представить зависимость эквивалентной емкости в схеме полумостового резонансного LLC-преобразователя (рисунок 3б). Как видно из графика, эквивалентная емкость экспоненциально возрастает при VDS < 50 В и VDS > 350 В.

Диаграмму изменения напряжения VDS при выключении МОП-транзистора полумостового резонансного LLC-преобразователя можно разделить на четыре части, как показано на рисунке 4: (1) 380 В → 300 В; (2) 300 В → 200 В; (3) 200 В → 100 В; (4) 100 В → 0 В. Несмотря на то, что в сегменте 1 наблюдается падение всего на 80 В, общая продолжительность интервалов 1 и 4 составляет две трети от полного времени разряда. Это связано с тем, что эквивалентная емкость Ceq экспоненциально возрастает при VDS < 50 В и VDS > 350 В. Поэтому разряд выходной емкости во временных сегментах 1 и 4 замедляется, что приводит к увеличению резонансного периода L-C-контура и росту общего времени разряда.

Рис. 4. Разряд выходной емкости Coss МОП-транзистора полумостового резонансного LLC-преобразователя

Рис. 4. Разряд выходной емкости Coss МОП-транзистора полумостового резонансного LLC-преобразователя

Выбор силового МОП-транзистора с малой выходной емкостью при низких напряжениях VDS, упрощает задачу обеспечения ZVS (при сохранении величины тока индуктивности). Кроме того, повысить эффективность можно за счет сокращения длительности мертвого времени.

 Влияние «мертвого времени»

Введение «мертвого времени» необходимо для полного разряда эквивалентной емкости Ceq, что является условием обеспечения режима ZVS. Для определения требуемой длительности мертвого времени необходимо учитывать два важных ограничения. Первое ограничение заключается в наличии минимального времени выключения МОП-транзистора. Его длительность можно рассчитать, используя данные, приведенные в документации: время восстановления встроенного обратного диода, время задержки включения и выключения, время нарастания и спада. Второе ограничение связано с минимальным «мертвым временем», необходимым для достижения ZVS в самом худшем случае, например, когда на входе преобразователя присутствует максимальное напряжение при минимальном выходном напряжении и минимальной нагрузке. Возможны ситуации, когда минимальное «мертвое время», необходимое для обеспечения ZVS, оказывается больше минимального времени выключения транзистора. Тогда приходится выбирать большее из двух значений. Однако, такой подход неизбежно приведет к снижению эффективности преобразователя.

В документации на транзисторы серии CoolMOS™ приводятся три значения COSS: COSS для заданной величины VDS, Co(er) и Co(tr). Co(tr) – эквивалентная фиксированная емкость транзистора, необходимая для определения времени зарядки-разряда COSS независимо от применяемой топологии. Выбор «мертвого времени» должен обеспечивать режим ZVS двух МОП-транзисторов, работающих с максимальной частотой коммутации при зарядке и разрядке COSS минимальным током намагничивания. Формула 4 определяет соотношение между мертвым временем и емкостью CO (tr) МОП-транзистора:

$$t_{dead}=\frac{2\times C_{O(tr)}\times V_{IN}}{I_{mag\_min}},\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где Imag_min – минимальный ток намагничивания, обеспечивающий заряд и разряд Coss.

Существует четыре варианта мягкой коммутации МОП-транзистора (рисунок 5).

На рисунке 5а показана диаграмма идеального режима ZVS. На рисунке 5б видно, что VDS не успевает уменьшиться до 0 В прежде чем появляется сигнал управления VGS, поэтому в данном случае рекомендуется снизить индуктивность намагничивания трансформатора, увеличить длительность «мертвого времени» или заменить силовой МОП-транзистор ключом с более высоким RDS(on). На рисунке 5в переключение МОП-транзистора происходит при ZVS, но тока индуктивности не хватает для удержания смещения встроенного диода. Чтобы этого избежать, рекомендуется слегка уменьшить «мертвое время». На рисунке 5г переключение МОП-транзистора также происходит при ZVS, но избыточная длительность «мертвого времени» приводит к снижению эффективности. В этом случае рекомендуется сократить величину «мертвого времени».

Рис. 5. Четыре варианта коммутации МОП-транзисторов и рекомендации по увеличению эффективности

Рис. 5. Четыре варианта коммутации МОП-транзисторов и рекомендации по увеличению эффективности

Неполное обратное восстановление встроенного диода

Для достижения режима ZVS в резонансном LLC-преобразователе встроенные диоды МОП-транзисторов должны обеспечивать протекание тока в течение части периода. По этой причине важно рассмотреть условия, при которых диоды будут находиться в проводящем состоянии. Резонансный LLC-преобразователь использует резонанс нагрузки и позволяет обеспечивать высокую эффективность благодаря использованию МОП-транзисторов в режиме ZVS. Вопросы применения MOSFET в LLC-топологии оказываются гораздо проще, чем в топологии ZVS Phase Shift, так как она менее чувствительна к временным параметрам транзистора. Кроме емкостного характера сопротивления резонансного контура, которое наблюдается при пуске преобразователя или при КЗ на выходе, следует учитывать возможность неполного восстановления встроенных обратных диодов МОП-транзисторов. Далее будет рассматриваться именно проблема неполного восстановления обратных диодов МОП-транзисторов и пути ее решения.

Общие особенности неполного восстановления обратного диода МОП-транзистора

Структура обычного МОП-транзистора содержит встроенный обратный диод. Неполное восстановление этого диода может приводить к катастрофическим последствиям. На рисунке 6а показана структура элементарной ячейки обычного силового МОП-транзистора, в которой присутствует паразитный диод, образованный областями p+ и n-. На рисунке 6б представлен механизм разрушения ключа за счет протекания тока восстановления, образованного носителями, накопленными за время прямого смещения диода. Ток, проходя через низколегированный дрейфовый слой n-, входит в р-область с боковой стороны и достигает металлизации истока. Протекание тока приводит к появлению падения напряжения. Это вызовет прямое смещение p-n-перехода, образованного p-областью и областью n+. Если смещение окажется достаточно большим, то может произойти включение паразитного биполярного транзистора. Так как ток биполярного транзистора имеет положительный температурный коэффициент, то он способен вызвать тепловой пробой одной или нескольких ячеек MOSFET.

Рис. 6. а) структура элементарной ячейки МОП-транзистора; б) механизм разрушения элементарной ячейки МОП-транзистора

Рис. 6. а) структура элементарной ячейки МОП-транзистора; б) механизм разрушения элементарной ячейки МОП-транзистора

На рисунке 7а показана структура элементарной ячейки транзистора CoolMOS™. По сравнению с рисунком 6а здесь есть только одно важное отличие: p-область имеет увеличенную глубину.

Такая форма p-области выполняет балансировку заряда в канале проводимости и позволяет использовать более высокую степень легирования, сохраняя при этом величину рабочего напряжения.

Как показано на рисунке 7б, ток в CoolMOS™ направлен теперь вертикально к металлизации истока. Причиной такого поведения является тот факт, что p- и n-столбцы создают горизонтальное электрическое поле глубоко внутри MOSFET. Это поле разделяет электроны и дырки. В итоге транзисторы CoolMOS оказываются более устойчивыми к открытию паразитного биполярного npn-транзистора и, таким образом, менее подвержены сбоям при работе в режиме ZVS.

Рис. 7. a) структура элементарной ячейки CoolMOS™; б) дырочный ток направлен вертикально вверх к металлическому электроду

Рис. 7. a) структура элементарной ячейки CoolMOS™; б) дырочный ток направлен вертикально вверх к металлическому электроду

Проблема неполного восстановления обратного диода МОП-транзистора

На рисунке 8 показаны четыре фазы коммутации МОП-транзистора в режиме ZVS:

  1. на затворе транзистора присутствует малое напряжение VGS, ток эквивалентной индуктивности разряжает выходную емкость (Coss) силового MOSFET, а встроенный диод находится в открытом состоянии и проводит обратный ток (S → D);
  2. на затворе транзистора присутствует высокое напряжение VGS, внутренний диод и силовой MOSFET одновременно проводят обратный ток (S → D);
  3. на затворе транзистора присутствует высокое напряжение VGS, силовой MOSFET открыт и проводит ток в прямом направлении (D → S);
  4. на затворе транзистора присутствует малое напряжение VGS, эквивалентная индуктивность заряжает выходную емкость силового МОП-транзистора.

Рис. 8. Четыре состояния МОП-транзистора при работе в режиме ZVS

Рис. 8. Четыре состояния МОП-транзистора при работе в режиме ZVS

В данном случае есть три параметра, на которые следует обратить внимание: длительность «мертвого времени» (td), ток выключения MOSFET (Id,off) и максимальный ток MOSFET во включенном состоянии (Id, max). Согласно приведенной осциллограмме, произведение максимального тока MOSFET в проводящем состоянии и сопротивления канала МОП-транзистора (Id,max × RDS(on)) определяет максимальное обратное смещение встроенного диода силового MOSFET. Если это смещение слишком мало или прямой ток (D → S) отсутствует, то диод не может полностью восстановиться или даже начать процесс восстановления.

Предположим, что диод первого MOSFET не успел восстановиться. Тогда при следующем включении второго МОП-транзистора полумоста формируется значительный импульс обратного тока восстановления с очень высокой скоростью нарастания (di/dt). Этот импульс вызовет перенапряжение, которое способно повредить МОП-транзистор.

Стоит отметить, что достижение ZVS в силовом МОП-транзисторе не гарантирует полного восстановления обратного диода. Как показано на рисунке 9а, несмотря на то, что переключение МОП-транзистора происходит при нулевом напряжении, коммутация сопровождается мощным импульсом тока с очень высокой скоростью нарастания. Это как раз и вызвано невысоким током транзистора во включенном состоянии (Id, max). Для увеличения тока МОП-транзистора во включенном состоянии можно снизить индуктивность намагничивания. В результате к диоду будет прикладываться большее обратное напряжение (рисунок 8, сегмент 3) и он будет успевать восстановиться. В результате импульс обратного тока исчезнет, как показано на рисунке 9б.

Рис. 9. а) обратный ток восстановления, когда внутренний диод восстановился не полностью; б) обратный ток восстановления отсутствует, когда диод восстановился полностью

Рис. 9. а) обратный ток восстановления, когда внутренний диод восстановился не полностью; б) обратный ток восстановления отсутствует, когда диод восстановился полностью

В традиционном резонансном LLC-преобразователе емкость Cr, индуктивность Lr и трансформатор соединены последовательно, а затем подключены к полумосту, как показано на правой части рисунка 10.

Рис. 10. Возможное повреждение силового МОП-транзистора вследствие неполного восстановления обратного диода

Рис. 10. Возможное повреждение силового МОП-транзистора вследствие неполного восстановления обратного диода

Во время запуска рассматриваемой схемы через оба МОП-транзистора протекает значительный ток. При запуске преобразователя в момент включения верхнего силового транзистора Q1 происходит нарастание напряжения в точке A и заряда выходной емкости транзистора Q2. Ток через Q1 может быть определен по формуле 5:

$$\frac{V_{PFC}-V_{CR}(t)}{L_{r}+L_{m}}\times t\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Спустя время tON ток через индуктивность, согласно формуле 6, будет равен:

$$\frac{V_{PFC}-V_{CR}(t)}{L_{r}+L_{m}}\times t_{ON}\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

При выключении Q1 этот ток начинает протекать через встроенный диод нижнего МОП-транзистора Q2.

В момент включения Q2 через него течет ток (формула 7):

$$-\frac{V_{PFC}-V_{CR}(t)}{L_{r}+L_{m}}\times t_{ON}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

Этот стартовый ток увеличивается со скоростью, вычисляемой по формуле 8:

$$\frac{V_{CR}(t)}{L_{r}+L_{m}}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

В результате уравнение тока для включенного Q2 имеет вид (формула 9):

$$i_{2}(t)=-\frac{V_{PFC}-V_{CR}(t)}{L_{r}+L_{m}}\times t_{ON}+\frac{V_{CR}(t)}{L_{r}+L_{m}}\times t\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Из вышесказанного можно отметить, что скорость нарастания тока Q1 определяется напряжением на резонансном конденсаторе Vcr(t). При этом чем выше будет ток Q1 в момент ton, тем больше будет начальный ток транзистора Q2.

Чем меньше скорость нарастания тока i2(t) при включении транзистора Q2, тем больше потребуется времени, чтобы его значение достигло 0. При этом может оказаться, что к моменту выключения Q2 ток i2(t) так и останется отрицательным. В результате напряжение в узле А будет на уровне 0 В из-за того, что внутренний диод Q2 не успел восстановиться. При следующем включении Q1 начнет протекать ток восстановления обратного диода транзистора Q2. Таким образом, в данном случае не удастся избежать мощного импульса тока с большим di/dt и вызванного им перенапряжения. Иногда это перенапряжение превышает максимально допустимое значение, что приводит к пробою МОП-транзистора, как показано на рисунке 11.

Рис. 11. Перенапряжение, вызванное обратным током восстановления

Рис. 11. Перенапряжение, вызванное обратным током восстановления

Решение проблемы неполного обратного восстановления диода МОП-транзистора

При разработке мощных ИП использование МОП-транзистора с меньшим сопротивлением открытого канала и увеличенной резонансной емкостью только ухудшит ситуацию. Выбор MOSFET со встроенным диодом, отличающимся меньшим временем восстановления и малым Qrr, позволяет сгладить выброс напряжения, но не устраняет его полностью. Наиболее эффективные и применимые на практике решения данной проблемы приведены на рисунке 12.

Увеличение сопротивления включения Rg,ON в цепи затвора верхнего транзистора эффективно ограничивает скорость нарастания тока восстановления встроенного диода нижнего транзистора, что уменьшает выброс напряжения при коммутации (рисунок 12а).

Если дискретный резонансный конденсатор (Cr2) подключать напрямую к выходу схемы, то отпадает необходимость его зарядки чрез верхний МОП-транзистор (рисунок 12б). Кроме того, зарядка будет происходить в соответствии с изменением выходного напряжения. Таким образом, проблема токовых перегрузок исчезает.

Рис. 12. Решения проблемы перенапряжений: а) увеличение сопротивления в цепи затвора Rg,ON; б) разделение резонансного конденсатора

Рис. 12. Решения проблемы перенапряжений: а) увеличение сопротивления в цепи затвора Rg,ON; б) разделение резонансного конденсатора

Есть и еще одна распространенная проблема возникает при использовании обычных ШИМ-контроллеров. Если скорости включения верхнего и нижнего транзисторов не совпадают или если в момент запуска LLC-преобразователя коэффициенты заполнения управляющих сигналов верхнего и нижнего ключей оказываются неравны, то это неизбежно приводит к перекосу токов в течение нескольких первых циклов коммутации. В самом худшем случае один из транзисторов может совсем не включаться. При этом встроенные диоды не успевают восстанавливаться, что влечет значительные токовые перегрузки. На рисунке 13 показан пример подобного поведения схемы. Как видно из осциллограммы, перегрузка произошла из-за того что нижний транзистор полумоста не включался вследствие отсутствия управляющего сигнала от ШИМ-контроллера.

Рис. 13. Перегрузка по току MOSFET, вызванная несимметричным сигналом управления

Рис. 13. Перегрузка по току MOSFET, вызванная несимметричным сигналом управления

Решить данную проблему можно несколькими способами:

  • уменьшить значение резонансного конденсатора Cr, если это возможно;
  • использовать контроллеры, формирующие симметричные сигналы управления;
  • использовать МОП-транзистор с быстродействующим диодом, с меньшим временем восстановления.

Эти рекомендации позволяют уменьшить пиковый ток, вызванный обратным восстановлением диода, и минимизировать риск выгорания МОП-транзисторов.

Критерии выбора МОП-транзисторов для LLC-преобразователя

В соответствии со всем вышесказанным можно отметить, что при выборе МОП-транзисторов для резонансного LLC-преобразователя следует проанализировать два ключевых фактора: возможность обеспечения режима ZVS и возможность обеспечения полного восстановления встроенного диода.

Qg и Coss МОП-транзисторов

Существует простое правило выбора МОП-транзисторов для обеспечения режима ZVS. Оно заключается в том, что при равных значениях RDS(on) следует выбирать MOSFET с минимальным СО(tr). Именно эти параметры определяют время заряда/разряда паразитной емкости МОП-транзистора в течение «мертвого времени». Чем меньше значение CO(tr), тем короче время разряда. С помощью стандартного параметра CO(tr) можно выполнять сравнение времени заряда/разряда различных МОП-транзисторов. Однако не стоит забывать о том, что COSS экспоненциально зависит от напряжения VDS в диапазоне VDS < 50 В и VDS > 350 В. Характер этой зависимости был показан на рисунке 3б. Очевидно, что значение COSS при VDS < 50 В или VDS > 350 В намного выше, чем COSS в диапазоне 100…300 В.

При необходимости достижения режима ZVS критериями выбора MOSFET для резонансного LLC-преобразователя являются:

  • малое значение Qg, которое обеспечивает увеличение скорости переключений и уменьшение уровня потерь;
  • малые значения CO(tr) и COSS (при VDS < 50 В), которые приводят к уменьшению тока намагничивания, снижению длительности «мертвого времени» и увеличению времени проводящего состояния встроенного диода.

Для обеспечения максимальной эффективности при работе с большинством управляющих контроллеров и микросхем идеальным выбором станут МОП-транзисторы серий CoolMOS C7 и CoolMOS P7. Они отличаются наименьшими значениями Qg, CO(tr) и COSS (при VDS < 50 В).

Восстановление встроенного обратного диода

Проблема восстановления обратного диода в LLC-преобразователе сильнее всего проявляется во время запуска схемы и заряда резонансной емкости Cr. Очевидно, что чем больше значение резонансной емкости и чем выше начальная частота коммутаций, тем сложнее обеспечить полное восстановление обратного диода. В некоторых приложениях, таких как источники питания, работающие в широком диапазоне мощностей, светодиодное освещение и зарядные устройства, требуется более высокий коэффициент усиления напряжения резонансного контура в заданной полосе рабочих частот. Другими словами, высокая резонансная емкость (более 330 нФ) необходима для увеличения коэффициента усиления в LLC-преобразователе.

Рекомендации по решению проблемы неполного восстановления встроенных обратных диодов были изложены в предыдущем разделе. Скорость нарастания тока восстановления встроенного диода (di/dt) и величину пикового напряжения VDS нижнего МОП-транзистора можно ограничить с помощью более высокого сопротивления затвора верхнего транзистора (рисунок 12а). Однако если ток восстановления оказывается слишком высоким, может потребоваться увеличение сопротивления в цепи затвора до 100 Ом и выше, что негативно скажется на уровне эффективности.

Применение дискретных резонансных емкостей является хорошим решением проблемы неполного восстановления встроенных обратных диодов (рисунок 12б). Однако при высокой выходной мощности нелегко вместить резонансные конденсаторы из-за габаритных ограничений. Использование транзисторов серии CoolMOS CFD с минимальным зарядом восстановления также помогает решать эту проблему.

Заключение

В статье были рассмотрены важные особенности работы МОП-транзисторов в составе полумостового резонансного LLC-преобразователя. МОП-транзисторы серий CoolMOS C7 и CoolMOS P7 отличаются наименьшими значениями Qg, CO(tr) и COSS (при VDS < 50 В) и способны обеспечить максимальную эффективность при работе с большинством управляющих контроллеров и микросхем.

Процесс восстановления встроенного диода определяется параметрами МОП-транзистора: максимальным током во включенном состоянии и сопротивлением канала RDS(on). В полумостовом резонансном LLC-преобразователе неполное восстановление диодов с высокой вероятностью приведет к возникновению импульсов тока и напряжения, которые способны повредить транзисторы при запуске схемы. Увеличение сопротивления Rg,ON в цепи затвора верхнего МОП-транзистора (более 68 Ом) и использование дискретного резонансного конденсатора поможет эффективно решить данную проблему. Применение транзисторов серии CoolMOSTM CFD также снижает риск возникновения нештатных ситуаций благодаря минимальному заряду восстановления.

Литература

  1. Infineon Technologies: How to Select the Right CoolMOS™ and its Power Handling Capability, Application note, V1.2, January 2002;
  2. Infineon Technologies: What’s the Benefit of CoolMOS™ in the Phase Shifted ZVS Bridge, Application note, V1.1, January 2002;
  3. Infineon Technologies: 600V CoolMOSTM P6, 600V Superjunction MOSFET for Server, Telecom, PC Power and Consumer, Application note, V1.0, November 2012;
  4. Infineon Technologies: LLC converter design note, V1.0, March 2013;
  5. Infineon Technologies: Analog controlled 600W LLC converter for Server PSU applications, V.1.0 2014.

Оригинал статьи

•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
950V CoolMOS P7 SJ MOSFET (INFIN)
IPP60R160P6XKSA1 (INFIN)
IPZA60R024P7XKSA1 (INFIN)
IPA65R225C7XKSA1 (INFIN)
IPB60R099C7ATMA1 (INFIN)
IPD60R180C7 (INFIN)
IPL60R185C7AUMA1 (INFIN)
IPP60R180C7XKSA1 (INFIN)
IPW65R019C7FKSA1 (INFIN)
IPZ60R040C7XKSA1 (INFIN)