Силовые модули IGBT производства Infineon. Разъяснение информации, приводимой в технических условиях

В документе компании Infineon приводится подробное разъяснение всех понятий, терминов и формул, приводимых в технических условиях силовых модулей IGBT. Будет полезно всем разработчикам силовой электроники.

Информация, приведенная в данной статье, должна служить только руководством для правильного применения силовых модулей IGBT и не может рассматриваться в качестве   гарантийных обязательств.  Этот документ предназначен для пояснения пользователям силовых модулей IGBT смысла числовых параметров и графических зависимостей, приводимых в технических условиях (ТУ, datasheet) на модули, выпускаемые Infineon. Пользуясь настоящей статьей, разработчик силовых электронных систем, которому требуются модули IGBT, сможет правильно использовать ТУ для получения информации о них.

Введение

Параметры, приводимые в технических условиях, максимально подробно характеризуют свойства силовых модулей. Имея эту информацию, разработчик системы силовой электроники может сравнивать приборы различных поставщиков (изготовителей) модулей для выбора наиболее подходящего варианта. Более того, этой информации должно быть достаточно для выяснения пределов применения этих устройств.

Данная статья также разъясняет зависимости между значениями параметров модуля и условиями их измерений, например, температурой. Значения, приводимые в технических условиях, относящиеся к динамическим испытаниям, например, коммутационные потери, измеряются с помощью стендового оборудования, имеющего определенные индивидуальные свойства (в частности, паразитные параметры монтажа). Таким образом, эти значения в конкретных условиях применения силовых модулей пользователями могут отличаться от значений, приведенных в ТУ. (Как правило, в реальных применениях паразитные параметры монтажа вынужденно оказываются заметно хуже, чем на испытательном стенде у изготовителя модулей, поэтому при проектировании системы следует учитывать, что динамические параметры модуля – потери, задержки и фронты переключений, импульсные перенапряжения – окажутся несколько хуже, чем они указаны в ТУ. Профессионализм и мастерство разработчика системы силовой электроники заключается в нахождении рационального компромисса между еще приемлемым ухудшением режимов работы модуля и технологичностью проектируемой системы. – Примечание переводчика)

В качестве примеров диаграмм, таблиц и комментариев, приводимых в технических условиях на силовые модули IGBT производства Infineon, в настоящей статье использована информация из ТУ на модуль FS200R07N3E4R_B11 версии 2.0 от 6 июня 2011 года. Для получения более свежей информации, пожалуйста, обращайтесь на сайт Infineon.

Информация в ТУ на силовые модули IGBT производства Infineon структурирована следующим образом:

  • Сводка наиболее важных параметров прибора приводится на первой странице ТУ, как показано на рисунке 1.
  • Максимально-допустимые электрические параметры для чипов IGBT, используемых в данном модуле.
  • Рекомендуемые электрические параметры применения для чипов IGBT, используемых в данном модуле.
  • Максимально-допустимые электрические параметры для чипов диодов, используемых в данном модуле.
  • Рекомендуемые электрические параметры применения для чипов диодов, используемых в данном модуле.
  • Параметры NTC-термистора (если таковой применяется в составе модуля).
  • Параметры, относящиеся к модулю в целом.
  • Рабочие характеристики (зависимости параметров от режимов применения, представленные в графической форме).
  • Схемы, по которым выполняются измерения параметров модуля.
  • Установочные и габаритно-присоединительные размеры модуля.
  • Применяемые термины и определения.

Следует заметить, что в ТУ на давно разработанные модули, вроде BSM100GAL120DLCK, нет листа сводных данных, подобного показанному на рисунке 1.

Рис. 1. Пример первой страницы ТУ на силовые модули IGBT производства Infineon

Рис. 1. Пример первой страницы ТУ на силовые модули IGBT производства Infineon

Статус ТУ

В зависимости от этапа ОКР по разработке силового модуля информация, указываемая в ТУ, может иметь различные статусы (уровни достоверности): «Целевые параметры проекта», «Предварительные данные» или «Окончательные данные».

  • Целевые параметры проекта

Значения параметров, указанные в ТУ с таким статусом, носят целевой характер: их следует достичь в ходе выполнения ОКР. Эти значения можно использовать для предварительных расчетов и аппроксимаций (при планировании применения разрабатываемого силового модуля в системе). Однако не гарантируется, что техническая информация и конкретные значения параметров, приводимые в ТУ со статусом «Целевые параметры проекта», будут получены по окончании ОКР по разработке модуля. Соответственно, численные значения параметров системы силовой электроники с применением данного модуля могут быть основаны только на параметрах модуля из ТУ с более высоким статусом: «Предварительные данные» или «Финальные данные».

Во время этой (ранней) фазы ОКР разрабатываемые модули получают маркировку с указателем их типа и добавлением суффикса ENG. Модули с этим суффиксом поставляются с дополнением «Sample Release Document», который может содержать важную дополнительную информацию: например, какие из величин, приводимые в ТУ модуля (со статусом «Целевые параметры проекта»),  являются уже окончательными, а какие могут еще претерпеть изменения при дальнейшем выполнении ОКР. Образцы модулей с суффиксом ENG используются для предварительного и функционального тестирования на ранних стадиях разработки. Образцы модулей, маркированные как ENG, не подлежат требованиям уведомления об изменении продукта (PCN).

  • Предварительные данные

Разница между ТУ со статусами «Предварительные данные» и «Финальные данные» состоит в том, что некоторые величины из предварительных данных еще могут быть слегка поправлены, например, максимально допустимые параметры модуля. Эти, допускающие возможность изменения, величины в ТУ со статусом «Предварительные данные» маркируются как «подлежащие определению» (t.b.d.).

Силовые модули без маркировки ENG на этикетке имеет статус, аналогичный серийной продукции. Все требования к качеству полностью выполнены. Если в модуле со статусом серийной продукции необходимы какие-либо существенные изменения, покупатели должны быть проинформированы об этом в соответствии с требованиями уведомления об изменении продукта (PCN). Эти требования распространяются и на силовые модули со статусом ТУ «Предварительные данные».

  • Окончательные данные  

Финальная версия ТУ содержит окончательные значения параметров модуля, в том числе тех, которые были указаны в «Предварительных данных» как подлежащие определению (корректировке). Существенные изменения в характеристиках модуля или изменения в значениях, указанных в ТУ в статусе серийной продукции, обрабатываются в соответствии с требованиями уведомления об изменении продукта (PCN).

Обозначение типа модуля

Первый раздел технических условий начинается с обозначения типа модуля, как показано на рисунке 2.

Рис. 2. Структура обозначения типа силовых модулей IGBT производства Infineon

Рис. 2. Структура обозначения типа силовых модулей IGBT производства Infineon

Таблица 1 дает детальное рассмотрение составных частей (полей) в обозначении типа силовых модулей IGBT производства Infineon. Конкретные значения полей (выделены полужирным шрифтом) приведены в данном случае для модуля FS200R07N3E4R_B11.

Таблица 1.   Структура обозначения типа силовых модулей IGBT производства Infineon

FS 200 R 07 N E 4 R B11 Пояснения
FF Два ключа
FZ Одиночный ключ
FS Трехфазный полный мост
FP Интегрированный силовой модуль
FB Интегрированный силовой модуль с однофазным выпрямителем
FM Матричный конвертер
FR Модуль с переключаемым магнитным сопротивлением
F4 Однофазный мост
F5 5 ключей в модуле
FD/DF Чопперы
DD 2 диода
F3L Одна стойка трехуровневого инвертера IGBТ
FS3L Трехуровневый трехфазный мост
FT 3 IGBT
200 Максимальный продолжительный ток, А
R Проводимость при обратной полярности
S Быстрый диод
T Блокирование обратной полярности
06 Блокируемое напряжение 600 В
07 Блокируемое напряжение 650 В
12 Блокируемое напряжение 1200 В
17 Блокируемое напряжение 1700 В
33 Блокируемое напряжение 3300 В
45 Блокируемое напряжение 4500 В
65 Блокируемое напряжение 6500 В
K Механический конструктив: модуль
H Корпус: IHM/IHV B-Series
I Корпус: PrimePACKTM
M EconoDUALTM
N1…3 EconoPACKTM1…3
O EconoPACKTM+
P EconoPACKTM4
U1…3 Корпус: Smart1…3
V Easy750
W1…3 EasyPACK, EasyPIMTM1…3
F IGBT чип с быстрым переключением
H Высокоскоростной IGBT чип
J Чип карбид-кремниевого полевого транзистора с управляющим p-n переходом
L IGBT чип с малыми потерями
S IGBT чип с коротким «хвостом тока»
E Быстрый IGBT чип с малым прямым падением напряжения
T Trench-IGBT с быстрым переключением
P Trench-IGBT с мягкой коммутацией
1…n Номер поколения технологии изготовления чипов
C Модуль с диодом с контролируемым уровнем инжекции неосновных носителей
D Диод с повышенным током
F С очень быстрым диодом
G Модуль в большом корпусе
I Интегрированная система охлаждения
P Предустановленный термоинтерфейс (теплопроводная паста)
R Уменьшенное число выводов модуля
T Низкотемпературный тип
-K Проект с общим катодом
B1…n Варианты конструктивного исполнения
S1…n Селекция на группы по электрическим параметрам

В таблице 2 представлена расшифровка обозначения типа силовых модулей старых разработок на примере BSM100GAL120DLх

Таблица 2.  Структура обозначения типа силовых модулей IGBT старых разработок

BSM 100 GB 120 DLx Пояснения
BSM Ключ, состоящий из IGBT и замыкающего диода
BYM Диодный модуль
100 Максимальный продолжительный ток, А
GA Одиночный ключ с одним IGBT и замыкающим диодом
GB Полумост
GD Трехфазный полный мост
GT 3 одиночных ключа и свободно-коммутируемых диода
GP Силовой интегрированный модуль: трехфазный мостовой выпрямитель, тормоз и инвертер
GAL Модуль чоппера (диод подключен к коллектору IGBT)
GAR Модуль чоппера (диод подключен к эмиттеру IGBT)
A Один диод
120 Блокируемое напряжение 1200 В
DL Тип с малым прямым падением напряжения
DN2 Тип с быстрым переключением
DLC Тип с малым прямым падением напряжения и диодом с контролируемым уровнем инжекции неосновных носителей
S С датчиком в коллекторной цепи
G Вариации проекта
Exx Специальный тип

В таблице 3 дан пример обозначения типа для MIPAQ-модуля 20.

Таблица 3. Обозначения типа для силового модуля MIPAQ

I FS 150 B 12 N3 T 4 Пояснения
I Семейство MIPAQ (Module Integrating Power, Application and Quality)
FF Два ключа
FZ Один ключ
FS Трехфазный полный мост
FT 3 IGBT
FP Интегрированный силовой модуль
150 Максимальный продолжительный ток, А
B С датчиком тока
S С цифровым измерением тока
V С драйверами затворов и измерением температуры
12 Блокируемое напряжение 1200 В
N1…3 Корпус: EconoPACKTM1…3
P Корпус: EconoPACKTM4
U1…3 Корпус: Smart1…3
S IGBT чип с коротким «хвостом тока»
E Быстрый IGBT чип с малым прямым падением напряжения
T Тонкий чип IGBT
P IGBT чип с мягкой коммутацией
1…n Номер поколения технологии изготовления чипов
B1…n Варианты конструктивного исполнения
S1…n Селекция на группы по электрическим параметрам

Маркировка силового модуля

Для облегчения логистической обработки модулей при их доставке потребителю все силовые модули IGBT производства Infineon рассматриваются как уникальные изделия и маркируются как показано на рисунке 3. Каждый модуль может быть однозначно идентифицирован в соответствии с его серийным номером, номером материала, кодом даты изготовления и номером лота использованных чипов. Все силовые модули IGBT производства Infineon имеют одинаковые правила маркировки и идентификации. Для автоматической идентификации модулей в составе маркировки имеются полоса штрих-кода и DMX-код. Протокол приемо-сдаточных испытаний каждого модуля сохраняется в течение 11 лет.

Рис. 3. Пример маркировки силового модуля IGBT производства Infineon

Рис. 3. Пример маркировки силового модуля IGBT производства Infineon

Параметры силовых модулей IGBT производства Infineon, приводимые в технических условиях

В этом разделе поясняются электрические характеристики чипов IGBT, установленных в данном силовом модуле IGBT производства Infineon. Если хотя бы один параметр из числа максимально допустимых режимов работы превышается, возможно необратимое повреждение модуля, даже если по всем другим максимально допустимым характеристикам имеются значительные запасы. Значения  параметров в ТУ по умолчанию относятся к температуре 25°С, если в явном виде не указана другая температура.

Максимально допустимое напряжение между коллектором и эмиттером VCES

Допустимое пиковое блокируемое напряжение между коллектором и эмиттером VCES  (UКЭ макс доп) специфицировано для температуры p-n перехода (температуры чипов IGBT) равной 25°С, как показано в таблице 4. Следует учитывать, что допустимое блокируемое напряжение между коллектором и эмиттером уменьшается при понижении температуры с относительным температурным коэффициентом примерно минус 0,1%/К.

Таблица 4. Максимально-допустимое напряжение между коллектором и эмиттером IGBT

Kollektor-Emitter-Sperrspannung Tvj=25°С VCES 650 V
Collector-emitter voltage
Максимально-допустимое напряжение «коллектор-эмиттер» Тп=25°С UКЭ макс доп В

Максимально-допустимая рассеиваемая мощность Ptot

Этот параметр, как показано в таблице 5, описывает максимально-возможную мощность Ptotмакс), передаваемую через тепловое сопротивление RthJC (Rт п-к) между p-n переходом (чипами IGBT) и основанием корпуса силового модуля.

Таблица 5.  Максимально-допустимая рассеиваемая мощность Ptot при температуре корпуса модуля  25С

Gesamt-Verlustleistung Tc=25°С, Tvj=175°С Ptot 600 W
Total power dissipation
Максимально-допустимая мощность рассеивания Тк=25°С, Тп=175°С Рмакс Вт

В общем случае при произвольной температуре корпуса максимально-допустимая рассеиваемая мощность может быть рассчитана по формуле (1).

$$P_{tot}=\frac{\Delta T}{R_{th}}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Рассматриваемый в качестве примера силовой модуль FS200R07N3E4R_B11 выполнен в корпусе EconoPACKTM3, имеющем металлическое основание. Поэтому возможная рассеиваемая мощность (Ptot, Рмакс) определяется отношением перепада температур ΔТ между чипом (Tvj, Тп) и основанием корпуса (Tc, Тк) к тепловому сопротивлению RthJC (Rт п-к) между ними, по формуле (2):

$$P_{tot}=\frac{T_{vj}-T_{C}}{R_{thjc}}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

При температуре основания 25°С для рассматриваемого в качестве примера модуля максимально-допустимая рассеиваемая мощность составляет 600 Вт:

$$P_{tot}=\frac{(175-25)\times K}{0.25\times \frac{K}{W}}=600\:Вт\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Максимально-допустимая рассеиваемая мощность диодных чипов силового модуля может быть рассчитана таким же путем, как и для чипов IGBT, в соответствии с выражением (2) при подстановке туда значения теплового сопротивления для диодов.

Максимально-допустимый постоянный ток коллектора IС

Основанное на максимально-допустимой мощности рассевания значение максимально-допустимого постоянного тока коллектора IС nom  (IК макс доп) модуля IGBT может быть рассчитано по формуле (4). Таким образом, для того чтобы указать величину максимально-допустимого постоянного тока коллектора модуля IGBT,обязательно должны быть специфицированы соответствующие значения температур p-n перехода IGBT (Tvj, Тп)  и корпуса (Tc, Тк), как это показано для примера в таблице 6. Заметьте, что значениег максимально-допустимого постоянного тока коллектора без указания соответствующих значений температур не имеет технического смысла.

$$I_{C}=\frac{T_{vj}-T_{C}}{R_{thjc}\times V_{CEsat}(I_{C},T_{vj})}\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Поскольку до вычисления выражения (4) величина тока коллектора IC неизвестна, то неизвестно и соответствующее ему падение напряжения на открытом ключе VCEsat.  Поэтому расчет выполняют путем нескольких итераций. При расчете величины максимально-допустимого постоянного тока коллектора для надежности используются максимально-возможные значения падения напряжения на ключе VCEsat с учетом поля допусков на этот параметр.

Таблица 6. Максимально-допустимый постоянный ток коллектора

Kollektor-Dauergleichstrom Tc=60°С, Tvj=175°С IС nom 200 A
DC-collector current
Максимально-допустимый постоянный ток коллектора Тк=60°С , Тп=175°С IК макс доп

Максимально-допустимый повторяющийся импульсный ток коллектора IСRM

Значение максимально-допустимого постоянного тока коллектора может быть превышено в течение ограниченного (короткого) времени. Эта норма задается в технических условиях как максимально-допустимый повторяющийся импульсный ток коллектора (ICRM, IК и макс) для специфицированной длительности импульса тока (tp, tи), что можно видеть в таблице 7. Теоретически эта величина может быть вычислена из возможной импульсной мощности рассеивания на основе  переходного теплового импеданса Zth, если задана длительность импульса токовой перегрузки. Однако полученное таким образом расчетное значение не учитывает другие возможные ограничивающие факторы в части токонесущей способности проводников межсоединений внутри модуля, а также силовых шин и клемм. Поэтому величина IСRM в ТУ специфицируется исходя из области безопасной работы с учетом всех лимитирующих факторов при применении силового модуля.

Таблица 7.  Максимально-допустимый повторяющийся импульсный ток коллектора

Periodischer Kollektor Spitzenstrom tp=1ms ICRM 400 A
Repetitive peak collector current
Максимально-допустимый импульсный ток коллектора tи=1 мс IК и макс

Область безопасной работы при выключении IGBT (ОБР)

Этот параметр характеризует условия (границы) безопасной работы при выключении IGBT (при обратном смещении по цепи управления, поэтому данная область называется обратносмещенной областью безопасной работы – ОБР, на диаграмме – в координатах IК  и UКЭ). Применяемые в силовых модулях Infineon чипы IGBT способны выдерживать номинальное блокируемое напряжение VCES при отключении тока, равного удвоенной величине максимально допустимого постоянного тока коллектора, при условии, что при коммутации не превышается максимально допустимая температура. Для силового модуля ОБР оказывается более узкой по сравнению с ОБР применяемых чипов IGBT из-за влияния паразитных индуктивностей монтажа силовых цепей внутри модуля. ОБР модуля специфицируется при максимально-допустимой температуре во время переключения, как показано на рисунке 4. С увеличением отключаемых токов допустимое значение напряжения на шине питания постоянного тока снижается. Кроме того, величина этого снижения (дерейтинг) существенно зависит от паразитных параметров  монтажа (индуктивности шины постоянного тока) и скорости отключения тока. При нормировании  ОБР модуля конденсатор, шунтирующий шину питания постоянного тока, предполагается идеальным (безиндуктивным). Скорость отключения тока коллектора IGBT нормируется заданием сопротивления резистора в цепи затвора и уровней напряжения управления. Пиковый выброс напряжения между коллектором и эмиттером при выключении не должен превышать специфицированных значений ОБР для силового модуля (измеряется на выводах модуля) и для чипов IGBT. На рисунке 4 показано, что траектория выключения в координатах (UКЭ, IК) должна полностью находится в пределах ОБР для чипов (показана пунктиром и является прямоугольником с границами (UКЭ макс доп и 2×IК макс доп)) и для модуля (показана сплошной ломаной линией и более узкая, чем ОБР для чипов, на величину внутреннего перенапряжения из-за паразитных индуктивностей модуля).

Рис. 4. ООБР для чипов IGBT и для силового модуля в целом

Рис. 4. ОБР для чипов IGBT и для силового модуля в целом

Типичные выходные и передаточные характеристики

Эти параметры могут быть использованы для расчета потерь в IGBT (в модуле) в состоянии проводимости ключа. Для того  чтобы лучше понять, за счет чего достигаются выдающиеся характеристики IGBT в проводящем состоянии, сначала сравним его с конкурирующим прибором – силовым MOSFET, а после этого разъясним трактовку соответствующих параметров IGBT.

На рисунке 5а показана структура (поперечный разрез чипа) IGBT, обычно называемого trench-field-stop (или в сокращенном варианте – trench-stop), и его упрощенная двухтранзисторная схема замещения: соответственно, показаны управляющий MOSFET-прибор  и выходной биполярный p-n-p транзистор. Эмиттер биполярного p-n-p транзистора является коллектором для IGBT. В проводящем состоянии IGBT база-эмиттерный переход биполярного транзистора смещен в прямом направлении и имеет падение напряжения как у диода. Это падение напряжения входит одним из слагаемых в выражение для прямого напряжения на проводящем IGBT. Биполярный транзистор управляется MOSFET  (ток стока полевого транзистора является током базы биполярного). Поэтому по входу управления IGBT полностью аналогичен MOSFET. Однако их выходные характеристики принципиально различаются, как схематически показано на рисунке 5б. Для каждого из двух классов приборов  показаны их выходные характеристики при двух различных значениях температуры чипов (25°С и 150°С).

Рис. 5. Структура чипа IGBT по технологии trench-field-stop и его двухтранзисторная эквивалентная схема (а). Сравнение выходных характеристик силового MOSFET и IGBT (б)

Рис. 5. Структура чипа IGBT по технологии trench-field-stop и его двухтранзисторная эквивалентная схема (а). Сравнение выходных характеристик силового MOSFET и IGBT (б)

При обратном смещении в выходной цепи MOSFET проводит ток (смотреть рисунок 5б) из-за наличия в его структуре встроенного антипараллельного диода. У IGBT нет встроенного антипараллельного диода (Точнее, имеющийся диод полевой транзисторной структуры оказывается включен последовательно-встречно база-эмиттерному переходу биполярного транзистора и поэтому не проводит при обратном смещении между коллектором и эмиттером IGBT. – Примечание переводчика), поэтому если по смыслу применения IGBT-ключа антипараллельный диод необходим, то его включают дополнительно. В большинстве случаев это является существенным преимуществом IGBT в сравнении с силовыми MOSFET, поскольку встроенный диод последних имеет плохие переключательные характеристики, а для комплектования IGBT можно использовать широкий ассортимент внешних диодов с быстрой коммутацией, причем гибко, оптимально выбирать их по техническим и экономическим параметрам с учетом конкретных особенностей применения.

При прямом смещении в выходной цепи включенный по затвору MOSFET ведет себя подобно активному сопротивлению (резистору). Таким образом, падение напряжения на нем пропорционально протекающему через ключ току, без дополнительных слагаемых, подобных напряжению на база-эмиттерном переходе биполярного транзистора в составе IGBT. Поэтому при весьма малых токах нагрузки MOSFET способен обеспечить наименьшее падение напряжения и, соответственно, меньшие потери мощности в проводящем состоянии по сравнению с IGBT. Граница области малых нагрузок, при которых MOSFET имеет преимущество над IGBT по прямым потерям, для случая температуры чипов 150°С помечена на рисунке 5б символом «1». При прямом смещении в выходной цепи включенный по затвору IGBT имеет падение напряжения, которое можно представить суммой постоянного напряжения (прямосмещенный  база-эмиттерный переход биполярного транзистора) и падения на  активном сопротивлении MOSFET. Однако ток через MOSFET в составе IGBT уменьшен обратно-пропорционально коэффициенту усиления тока биполярного транзистора, то есть в несколько десятков раз. Поэтому IGBT может работать с большими токами нагрузки (с большими плотностями тока чипа), сохраняя достаточно малое прямое падение напряжения. Это особенно важно для ключей на повышенные блокируемые напряжения, поскольку сопротивление в проводящем состоянии у традиционных кремниевых MOSFET увеличивается с ростом номинального блокируемого напряжения приблизительно в степени 2,7 и допустимые токи нагрузки быстро падают, а падение напряжения на открытом ключе может достигать десятков вольт. Кремниевые IGBT-транзисторы имеют умеренное прямое падение напряжения не более нескольких вольт, даже для приборов 65 класса.

Характеристики прямого падения напряжения, как для MOSFET, так и для IGBT, имеют существенную зависимость от температуры чипов. Сопротивление проводящего MOSFET увеличивается примерно вдвое при повышении его температуры от 25°С до 150°С. Соответственно, растет падение напряжения на открытом ключе, мощность потерь, а рабочий ток приходится уменьшать для сохранения приемлемого температурного режима. Для IGBT температурная зависимость падения напряжения значительно слабее, чем для MOSFET, и может иметь как положительный, так и отрицательный знак. При малых нагрузках потери проводимости IGBT даже уменьшаются с ростом температуры (рисунок 5б), поскольку превалирует вклад падения напряжения на прямосмещенном  база-эмиттерном переходе биполярного транзистора, а последнее имеет отрицательный температурный коэффициент. При больших токах нагрузки в падении напряжения на IGBT преобладает омическая составляющая падения на MOSFET-структуре, которая растет с температурой и обеспечивает положительный температурный коэффициент для напряжения IGBT в целом. Сравнительно небольшой по величине, но гарантированно положительный температурный коэффициент падения напряжения на проводящем ключе (имеющийся при больших токах, выше границы, отмеченной знаком «2» на рисунке 5б) крайне важен для эффективности параллельного включения нескольких чипов IGBT в составе сильноточных силовых модулей. Это обеспечивает естественное, параметрическое выравнивание протекающих токов между чипами без чрезмерного роста потерь в проводящем состоянии при повышенных температурах.

Передаточная характеристика IGBT показана на рисунке 6. Видно, что  пороговое напряжение управления UЗЭ ПОР уменьшается по мере роста температуры кристалла.

Рис. 6. Типичная передаточная характеристика

Рис. 6. Типичная передаточная характеристика

Как отмечалось ранее, выходная характеристика IGBT зависит от температуры чипа. Рисунок 7а показывает зависимость тока коллектора в проводящем состоянии ключа (для силового модуля FS200R07N3E4R_B11) от падения напряжения между коллектором и эмиттером при различных температурах p-n-перехода. Для значений тока, меньших, приблизительно, 80 А, потери в проводящем состоянии уменьшаются с ростом температуры чипов. Для тока выше порога 80 А потери прямой проводимости слегка увеличиваются с температурой. В рассматриваемом примере для тока коллектора 200 А  можно видеть рост потерь прямой проводимости на 6% при увеличении температуры от 25°С до 150°С.

Рисунок 7б показывает типичные выходные характеристики для различных уровней отпирающего напряжения «затвор-эмиттер». Недопустима продолжительная работа IGBT в линейном режиме (при недостаточном отпирающем напряжении по затвору и, соответственно, с большим падением напряжения между коллектором и эмиттером), поскольку это приводит к чрезмерным потерям в проводящем состоянии. Если выделяющуюся мощность не ограничивать по величине и во времени, модуль может быть необратимо поврежден. Используя 15 В в качестве типичного значения отпирающего напряжения на затворе, обеспечиваем надежную работу IGBT в области насыщения, а переход через область линейных режимов имеется только на коротких интервалах времени при коммутации ключа.

Рис. 7. Типичные выходные характеристики как функции температуры чипов (а) и вариации отпирающего напряжения «затвор-эмиттер» (б)

Рис. 7. Типичные выходные характеристики как функции температуры чипов (а) и вариации отпирающего напряжения «затвор-эмиттер» (б)

Паразитные емкости чипа IGBT

На динамические характеристики IGBT влияют несколько паразитных емкостей. Они являются неотъемлемыми параметрами чипа, встроены в его внутреннюю структуру, как представлено на рисунке 8а. Упрощенная схема включения паразитных емкостей в составе  двухтранзисторной эквивалентной схемы IGBT показана на рисунке 8б. Входная емкость CIESВХ) и емкость обратной связи CRESЗК) являются основой для адекватного описания цепи управления затвором IGBT. Выходная емкость COSSВЫХ) ограничивает скорость изменения напряжения на коллекторе при переключениях. Потерями, возникающими при разряде выходной емкости на включающийся IGBT, обычно можно пренебречь на фоне других составляющих коммутационных потерь.

Основные компоненты паразитных емкостей чипа IGBT:

  • Входная емкость CIES = CGE + CRES. Емкость «затвор-эмиттер» CGEЗЭ) включает составляющие С1, С3, С4 и С6.
  • Емкость обратной связи CRES = CCGЗК) включает составляющие С2 и С5.
  • Выходная емкость COSS = CCE + CRES. Емкость «коллектор-эмиттер» CСEКЭ) представлена на схеме рисунок 8а емкостью С7.

Рис. 8. Паразитные емкости чипа IGBT: внутренняя структура чипа (а) и эквивалентная схема (б)

Рис. 8. Паразитные емкости чипа IGBT: внутренняя структура чипа (а) и эквивалентная схема (б)

Величины паразитных емкостей сильно зависят от рабочей точки IGBT, то есть значений постоянных напряжений, приложенных к затвору и коллектору. Для измерения этих емкостей с приложением постоянных напряжений к затвору и коллектору используются тестовые схемы в соответствии с требованиями стандарта IEC60747-8.

Входная емкость CIES

Этот параметр измеряется с помощью схемы, показанной на рисунке 9. Входная емкость CIESВХ) измеряется между затвором и эмиттером при закороченном по переменному току коллекторе с эмиттером. Величины постоянных напряжений, подаваемых, соответственно, по цепям «затвор-эмиттер» и «коллектор-эмиттер», как и частота измерительного переменного напряжения, специфицированы стандартом. Емкости С1 и С2 должны быть адекватными для обеспечения малого импеданса на частоте измерений. Дроссель L развязывает источник постоянного напряжения смещения на затвор.

Рис. 9. Схема измерения входной емкости CIES

Рис. 9. Схема измерения входной емкости CIES

Выходная емкость COSS

Выходная емкость COSSВЫХ) измеряется в соответствии с рисунком 10. Измерение  производится между коллектором и эмиттером при закороченных по переменному току затворе с эмиттером. Величины постоянных напряжений, подаваемых, соответственно, по цепям «затвор-эмиттер» и «коллектор-эмиттер», как и частота измерительного переменного напряжения, специфицированы стандартом. Емкости С1, С2 и С3 должны быть адекватными для обеспечения малого импеданса на частоте измерений. Дроссель L развязывает источник постоянного напряжения смещения на коллектор.

Рис. 10. Схема измерения входной емкости COSS

Рис. 10. Схема измерения входной емкости COSS

Емкость обратной связи CRES

Рисунок 11 поясняет особенности измерения емкости обратной связи CRES. Измерение  производится между коллектором и затвором при подключении эмиттера к защитному экрану измерительного моста. Величины постоянных напряжений, подаваемых, соответственно, по цепям «затвор-эмиттер» и «коллектор-эмиттер», как и частота измерительного переменного напряжения, специфицированы стандартом. Емкости С1 и С2 должны быть адекватными для обеспечения малого импеданса на частоте измерений. Дроссели L1 и L2 развязывают источники постоянного напряжения смещения на затвор и коллектор.

Рис. 11. Схема измерения емкости обратной связи

Рис. 11. Схема измерения емкости обратной связи

Измеритель емкости, применяемый при измерениях паразитных емкостей IGBT CIES, COSS и CRES, должен иметь мостовую схему, обеспечивать высокое разрешение и адекватный диапазон измерений.

Заряд и ток затвора, внутренний и внешний резисторы в цепи затвора

Величина заряда затвора модуля IGBT может быть использована для оптимизации проекта драйвера затвора. Средняя мощность потребления схемы управления (PG dr, PУПР) может быть рассчитана на основе данных о заряде в цепи затвора, уровнях напряжения управления и частоте переключений (fsw, fКОММ) по выражению (5).

$$P_{Gdr}=Q_{G}\times (V_{GE(on)}-V_{GE(off)})\times f_{SW}\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

В этой формуле величина заряда, протекающего в цепи затвора при переключении IGBT, зависит от граничных значений напряжения «затвор-эмиттер» при открытом и запертом состояниях ключа VGE(on) (UЗЭ ВКЛ) и VGE(off) (UЗЭ ВЫКЛ). Эффективная величина заряда затвора QG  (QЗ эфф)  в конкретном проекте может быть меньше, чем указанный в ТУ заряд  QЗ ном, соответствующий полному (номинальному) диапазону изменения напряжения управления между уровнями минус 15 В и +15 В. Для более точной оценки заряда затвора можно воспользоваться графической зависимостью заряда затвора от диапазона изменения напряжения «затвор-эмиттер» (рисунок 12 показывает типичную характеристику для 1200-вольтового IGBT  четвертого поколения, изготовленного по технологии trench-stop от Infineon ).

Рис. 12. Типичная зависимость изменения эффективного заряда затвора QЗ эфф, выраженного в долях от QЗ ном, протекающего в цепи затвора 1200-вольтового IGBT, от уровней напряжения управления UЗЭ ВКЛ и UЗЭ ВЫКЛ.

Рис. 12. Типичная зависимость изменения эффективного заряда затвора QЗ эфф, выраженного в долях от QЗ ном, протекающего в цепи затвора 1200-вольтового IGBT, от уровней напряжения управления UЗЭ ВКЛ и UЗЭ ВЫКЛ

В проектах индустриальных применений IGBT зачастую  используются уровни запирающего напряжения «затвор-эмиттер» 0 В или минус 8 В. При этом, согласно рисунку 12, QЗ эфф = 0,62×QЗ ном для уровней управления 0/+15 В и QЗ эфф = 0,75×QЗ ном для уровней управления минус 8 В/+15 В. Например, при частоте коммутации fSW=10 кГц и уровнях управляющего напряжения на выходе драйвера +15/-8 В, требуемая мощность драйвера затвора может быть рассчитана с использованием поправки на эффективный заряд согласно рисунку 12 и паспортного значения заряда затвора из ТУ (таблица 8),

$$P_{Gdr}=2.15\:мкКл \times 0.75\times (15\:В+8\:В)\times 10\:кГц=0.37\:Вт.$$

Таблица 8. Заряд затвора и встроенный резистор в цепи затвора IGBT

Gateladung  VGE=-15…+15V QG 2,15 µC
Gate charge
Заряд затвора UЗЭ=±15 В QЗ ном мкКл
Interner Gatewiderstand Tvj=25°С RGint 2,0 Ω
Internal gate resistor
Сопротивление встроенного резистора в цепи затвора Tп=25°С RЗ внутр Ом

Теоретическое значение пиковой величины тока драйвера затвора (IG dr, peak, IДР и) может быть рассчитано в соответствии с выражением (6) на основе известных величин уровней напряжения управления и сопротивлений резисторов в цепи затвора. Полное сопротивление цепи является суммой сопротивлений внутреннего (RGint, RЗ внутр) и внешних (RGext, RЗ внешн) резисторов. В таблице 8 показано, как сопротивление внутреннего резистора специфицируется в ТУ.

$$I_{Gdr,peak}=\frac{V_{GE(on)}-V_{GE(off)}}{R_{Gext}+R_{Gint}}\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

На практике полная расчетная величина пикового тока не достигается вследствие влияния индуктивностей монтажа и конечного времени переключения драйвера затвора. В технических условиях указывается величина сопротивления внутреннего резистора в цепи затвора модуля как у одиночного компонента, хотя на самом деле она получается суперпозицией параллельных сопротивлений (Rз1 внутр …Rз6 внутр), как показано на рисунке 13. Это наиболее характерно для больших модулей. Индивидуальные резисторы в цепях затворов каждого чипа в составе  модуля улучшают равномерность токораспределения между чипами.

Рис. 13. Внутренние резисторы в цепи затвора модуля IGBT

Рис. 13. Внутренние резисторы в цепи затвора модуля IGBT

Разработчик системы силовой электроники может выбирать величину внешнего резистора в цепи затвора для управления коммутационными характеристиками IGBT. Минимальная величина внешнего резистора в цепи затвора на включение IGBT RGon (RЗ внешн вкл мин) ограничивается по соображениям допустимой скорости нарастания тока коллектора dIК/dt. Минимальная величина внешнего резистора в цепи затвора на выключение IGBT RGoff   (RЗ внешн выкл мин) ограничивается по соображениям допустимой скорости нарастания напряжения «коллектор-эмиттер» dUКЭ/dt. Слишком малые значения сопротивлений в цепи затвора могут вызывать высокочастотную генерацию на фронтах переключений приборов, вплоть до повреждений IGBT или диодов модуля. Минимальные рекомендуемые величины сопротивлений внешних резисторов в цепи затвора указываются в условиях теста по измерению коммутационных потерь модуля (выделены прямоугольником в таблице 9). Влияние значений внешних резисторов в цепи затвора на величины коммутационных потерь показано на рисунке 16б (см. ниже).

Таблица 9. Минимальные рекомендуемые значения сопротивлений внешних резисторов в цепи затвора модуля в ТУ

Einschaltverlustentrgie pro Puls
Turn-on energy loss per pulse
IC=200A, VCE=300V, LS=30nH, Tvj=25°С Eon 1,1 mJ
VGE=±15V, RGon=2,0Ω, Tvj=125°С 1,7 mJ
di/dt=5700A/µs (@Tvj=150°С), Tvj=150°С 2 mJ
Энергия потерь при включении IGBT за один период коммутации IК=200 A, UКЭ=300 В, LS=30 нГн, Tп=25°С 1,1 мДж
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн вкл=2,0 Ом, Tп=125°С 1,7
di/dt=5700 A/мкс (при  150С), Tп=150°С 2
Abschaltverlustentrgie pro Puls
Turn-off energy loss per pulse
IC=200A, VCE=300V, LS=30nH, Tvj=25°С Eoff 7,9 mJ
VGE=±15V, RGoff=2,0Ω, Tvj=125°С 9,4 mJ
du/dt=4000V/µs (@Tvj=150°С), Tvj=150°С 9,65 mJ
Энергия потерь при выключении IGBT за один период коммутации IК=200 A, UКЭ=300 В, LS=30 нГн  Tп=25°С 7,9 мДж
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн выкл=2,0 Ом, Tп=125°С 9,4
du/dt=4000 В/мкс (при 150°С), Tп=150°С 9,65

Паразитное самопроизвольное включение

При соотношении величин паразитных емкостей IGBT, приводимых в технических условиях в формате, показанном в таблице 10, может наблюдаться феномен непреднамеренного отпирания ключа нарастающим фронтом напряжения на коллекторе. Величина возможного повышения напряжения «затвор-эмиттер» определяется соотношением емкостей CIESВХ) и CRESЗК), образующих емкостной делитель для быстро нарастающего коллекторного напряжения. Возможность внешнего драйвера затвора удерживать напряжение UЗЭ на низком уровне ограничивается паразитными индуктивностями в цепи затвора. Таким образом, даже если драйвер пытается удерживать IGBT в выключенном состоянии (напряжение на выходе драйвера равно нулю), нарастание напряжения на коллекторе ведет к увеличению напряжения «затвор-эмиттер». Если при этом напряжение «затвор-эмиттер» превысит пороговый уровень VGEth  (UЗЭ ПОР) отпирания ключа, то IGBT включится. Пренебрегая влиянием драйвера, приращение напряжения «затвор-эмиттер» можно рассчитать следующим образом:

$$V_{GE}=\frac{C_{GC}}{C_{GC}+C_{GE}}\times \Delta V_{CE}\approx\frac{C{res}}{C_{ies}}\times \Delta V_{CE}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

Для подавления феномена непреднамеренного отпирания ключа нарастающим напряжением на коллекторе отношение CRES/CIES следует иметь как можно меньшим. Например, у модуля FS200R07N3E4R_B11 оно примерно равно 1/35. С другой стороны, входную емкость ключа также следует минимизировать для уменьшения потерь в драйвере. Поэтому использование дополнительного внешнего конденсатора для увеличения емкости CIES с целью уменьшения отношения CRES/CIES  хотя и возможно, но требует тщательной оценки баланса выгод и недостатков этого варианта.

Таблица 10. Паразитные емкости IGBT

Eingangskapazität f=1 MHz, Tvj=25С, VCE=25V, VGE=0V CIES 13 nF
Input capacitance
Входная емкость fизм=1 MГц, Tп=25°С, UКЭ=25 В, UЗЭ=0 СВХ нФ
Rückwirkungskapazität f=1 MHz, Tvj=25°С, VCE=25V, VGE=0V CRES 0,38 nF
Reverse transfer capacitance
Емкость обратной связи fизм=1 MГц, Tп=25°С, UКЭ=25 В, UЗЭ=0 СЗК нФ

Величины паразитных емкостей CIES и CRES определены для условий измерения, указанных в таблице 10. Как видно из рисунка 14, емкость «затвор-эмиттер» CGE можно считать приблизительно постоянной величиной в широком диапазоне изменений напряжения «коллектор-эмиттер» и определять по формуле (8).

$$C_{GE}\approx C_{ies}(25\:В)-C_{res}(25\:В)\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Емкость обратной связи CRES существенно зависит от напряжения коллектор-эмиттер и может оцениваться по выражению (9).

$$C_{res}(V_{CE})\approx \frac{C_{res}(25\:В)\times \sqrt{25\:В}}{\sqrt{V_{CE}}}\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Рис. 14. Аппроксимация зависимостей емкостей CЗЭ и CКЭ от напряжения коллектор-эмиттер в соответствии с выражениями (8) и (9)

Рис. 14. Аппроксимация зависимостей емкостей CЗЭ и CКЭ от напряжения коллектор-эмиттер в соответствии с выражениями (8) и (9)

Следовательно, устойчивость IGBT против феномена непреднамеренного отпирания увеличивается с повышением напряжения «коллектор-эмиттер», как видно из выражения (7).

Поведение IGBT при переключениях

Переключательные характеристики, приводимые в ТУ, дают полезную исходную информацию для определения адекватных защитных временных интервалов (dead time) между фронтами сигналов управления на включение и выключение силовых ключей в полумостовых (двухтактных) топологиях. Для более подробной информации о расчете «мертвого времени» рекомендуется обратиться к руководству AN2007-04, которое доступно на сайте Infineon. Для IGBT приводятся четыре параметра инерционности при переключениях:

  • Задержка при включении td on (tз вкл): Это время, которое проходит от момента пересечения нарастающим фронтом напряжения «затвор-эмиттер» порогового уровня 10% (от установившегося напряжения затвора) до момента достижения нарастающим током коллектора порового уровня 10% (от установившегося значения тока).
  • Время нарастания tr (tнар):  Это время, за которое ток коллектора нарастает от 10% до 90% (от установившегося значения тока).
  • Задержка при выключении td off (tз выкл):  Это время, которое проходит от момента пересечения спадающим фронтом напряжения «затвор-эмиттер» порогового уровня 90% (от установившегося напряжения затвора) до момента достижения спадающим током коллектора порового уровня 90% (от установившегося значения тока).
  • Время спада tf (tсп):  Это время, за которое ток коллектора спадает от 90% до 10% (от установившегося значения тока).

Эти временные промежутки в технических условиях определяются согласно рисунку 15, на котором схематически показаны процессы при коммутации ключа.

Рис. 15. Спецификация условий определения задержек переключения и времен нарастания и спада тока, а также условий расчета коммутационных потерь

Рис. 15. Спецификация условий определения задержек переключения и времен нарастания и спада тока, а также условий расчета коммутационных потерь

Сами по себе значения задержек переключения и времен нарастания и спада тока не дают надежной информации о величинах коммутационных потерь, поскольку остаются неспецифицированными времена нарастания и спада напряжения «коллектор-эмиттер», а также и параметры «хвоста» тока коллектора при выключении IGBT. Поэтому, значения энергии потерь при переключении (за один импульс) указываются в технических условиях отдельно.

По определению, величины энергии потерь при включении (Eon, Eпот вкл) и при выключении (Eoff, Eпот выкл) IGBT вычисляются интегрированием по формулам (10):

$$E_{on}=\int_{t_{1}}^{t_{2}}{V_{CE}\times I_{C}\cdot dt};\;E_{off}=\int_{t_{3}}^{t_{4}}{V_{CE}\times I_{C}\cdot dt}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Пределы интегрирования поясняются на рисунке 15:

  • Энергия потерь при включении (за один импульс) Eon (Eпот вкл) вычисляется на интервале от t1 (момент пересечения нарастающим током коллектора уровня 10% от установившегося значения тока) до t(момент спада напряжения на коллекторе до 2% от начального значения)
  • Энергия потерь при выключении (за один импульс) Eoff (Eпот выкл) вычисляется на интервале от t3 (момент пересечения нарастающим напряжением «коллектор-эмиттер» уровня 10% от установившегося значения) до t(момент спада тока коллектора до 2% от начального значения)

Значения задержек переключения и времен нарастания и спада тока, равно как и величина коммутационных потерь IGBT, сильно зависят от конкретных условий применения прибора в системе силовой электроники: от параметров драйвера затвора, сопротивления в цепи затвора, паразитных параметров монтажа и компонентов, от величин переключаемых токов и напряжений, а также от температуры p-n-перехода. Таким образом, значения динамических параметров IGBT, указываемые в технических условиях, являются только ориентировочными для конкретных условий применения силового модуля. Они обязательно должны уточняться либо детальной симуляцией схемы применения силового модуля с учетом реальных свойств сопутствующих компонентов и монтажа, либо экспериментальной проверкой.

Обычно в ТУ переключательные характеристики IGBT (инерционности при коммутациях и потери энергии за один импульс) приводятся для номинальных условий коммутации (переключаемые ток и напряжение в силовой цепи, уровни напряжения управления и сопротивление в цепи затвора) при нескольких значениях температуры чипов, как показано в таблице 11.

Таблица 11. Переключательные характеристики модуля IGBT

Einschaltverzögerungszeit (ind. Last) IC=200A, VCE=300V Tvj=25°С td on 0,15 µs
Turn-on delay time (inductive load) VGE=±15V, RGon=2,0Ω Tvj=125°С 0,16
Tvj=150°С 0,17
Задержка включения (при индуктивной нагрузке) IК=200 A, UКЭ=300 В Tп=25°С tз вкл 0,15 мкс
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн вкл=2,0 Ом Tп=125°С 0,16
Tп=150°С 0,17
Anstiegszeit (inductive Last) IC=200A, VCE=300V Tvj=25°С tr 0,03 µs
Rise time (inductive load) VGE=±15V, RGoff=2,0Ω Tvj=125°С 0,04
Tvj=150°С 0,04
Время нарастания (при индуктивной нагрузке)  IК=200 A, UКЭ=300 В Tп=25°С tнар 0,03 мкс
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн вкл=2,0 Ом Tп=125°С 0,04
Tп=150°С 0,04
Abschaltverzögerungszeit (ind. Last) IC=200A, VCE=300V Tvj=25°С td off 0,34 µs
Turn-off delay time (inductive load) VGE=±15V, RGon=2,0Ω Tvj=125°С 0,37
Tvj=150°С 0,38
Задержка выключения (при индуктивной нагрузке)  IК=200 A, UКЭ=300 В Tп=25°С tз выкл 0,34 мкс
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн выкл=2,0 Ом Tп=125°С 0,37
Tп=150°С 0,38
Fallzeit (inductive Last) IC=200A, VCE=300V Tvj=25°С tf 0,06 µs
fall time (inductive load) VGE=±15V, RGff=2,0Ω Tvj=125°С 0,07
Tvj=150°С 0,07
Время  спада (при индуктивной нагрузке) IК=200 A, UКЭ=300 В Tп=25°С tсп 0,06 мкс
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн выкл=2,0 Ом Tп=125°С 0,07
Tп=150°С 0,07
Einschaltverlustentrgie pro Puls IC=200A, VCE=300V, LS=30nH Tvj=25°С Eon 1,1 mJ
Turn-on energy loss per pulse VGE=±15V, RGon=2,0Ω Tvj=125°С 1,7
di/dt=5700A/µs (@Tvj=150°С) Tvj=150°С 2
Энергия потерь при включении IGBT за один период коммутации IК=200 A, UКЭ=300 В, LS=30 нГн Tп=25°С Eпот вкл 1,1 мДж
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн вкл=2,0 Ом Tп=125°С 1,7
di/dt=5700 A/мкс  (при  150°С) Tп=150°С 2
Abschaltverlustentrgie pro Puls IC=200A, VCE=300V, LS=30nH Tvj=25°С Eoff 7,9 mJ
Turn-off energy loss per pulse VGE=±15V, RGoff=2,0Ω Tvj=125°С 9,4
du/dt=4000V/µs (@Tvj=150°С) Tvj=150°С 9,65
Энергия потерь при выключении IGBT за один период коммутации IК=200 A, UКЭ=300 В, LS=30 нГн Tп=25°С Eпот выкл 7,9 мДж
UЗЭ=±15 В, RЗ внешн выкл=2,0 Ом Tп=125°С 9,4
du/dt=4000 В/мкс  (при  150°С) Tп=150°С 9,65

Если IGBT применяется в условиях, значительно отличающихся от номинальных, для пересчета энергии коммутационных потерь можно использовать зависимости этих потерь от величин переключаемого тока и сопротивления в цепи затвора, подобные показанным на рисунке 16 для различных значений температуры p-n-перехода. (Аналогичные зависимости коммутационных потерь от напряжения на силовой шине и напряжения управления на затворе приводятся редко, лишь для некоторых типов IGBT. По-видимому, подразумевается, что, как правило, приборы используются в соответствии со своим классом по блокируемому напряжению и при типовом управляющем напряжении, поэтому пересчета либо вовсе не требуется, либо приемлема пропорциональная аппроксимация потерь коммутации напряжению на шине питания. – Примечание переводчика)  Зависимость энергии коммутационных потерь (рисунок 16б) показана для рекомендуемого диапазона значений сопротивления внешнего резистора в цепи затвора. Следует обратить внимание, что недопустимо применение сопротивления меньшего номинала, чем минимальный рекомендуемый (левая граница кривых по оси абсцисс), поскольку это может вести к повреждению модуля IGBT.

Рис. 16. Зависимости энергии коммутационных потерь за один импульс от величины тока коллектора (а) и внешнего сопротивления в цепи затвора (б)

Рис. 16. Зависимости энергии коммутационных потерь за один импульс от величины тока коллектора (а) и внешнего сопротивления в цепи затвора (б)

Поведение при коротком замыкании

Поведение ключа при коротком замыкании сильно зависит от конкретных условий, таких как температура чипа перед возникновением короткого замыкания, паразитные индуктивности, параметры в цепи затвора и остаточное сопротивление в силовой цепи. Для тестирования поведения модуля IGBT при коротком замыкании применяется схема, показанная на рисунке 17а (модуль имеет полумостовую схему и подключен к шине постоянного напряжения). Один из ключей модуля закорачивается внешней перемычкой, а другой ключ включается однократно в течение заданного времени. Соответствующие этому режиму типичные осциллограммы тока коллектора и напряжений «коллектор-эмиттер» и «затвор-эмиттер» показаны на рисунке 17б. При включении IGBT на КЗ-цепь ток коллектора сначала быстро возрастает, в темпе, определяемом напряжением на шине питания и полной индуктивностью силовой цепи. Затем, вследствие выхода IGBT из насыщения, ток коллектора ограничивается, а напряжение «коллектор-эмиттер» восстанавливается до напряжения шины питания. Для чипов Trench-field-stop IGBT третьего поколения производства Infineon уровень ограничения тока при КЗ примерно в пять раз выше, чем номинальный ток модуля. Вследствие выделения очень большой мощности температура чипов быстро возрастает, что ведет к некоторому уменьшению тока в течение импульса КЗ. По истечении заданного интервала времени tSC (tКЗ) IGBT должен быть отключен, иначе он разрушится.

Рис. 17. Схема испытаний модуля IGBT на короткое замыкание (а) и типичные осциллограммы тока и напряжений во время этого испытания (б)

Рис. 17. Схема испытаний модуля IGBT на короткое замыкание (а) и типичные осциллограммы тока и напряжений во время этого испытания (б)

Ток коллектора, достигаемый во время испытаний на короткое замыкание, и условия проведения теста приводятся в ТУ, как показано для примера в таблице 12. Все силовые модули IGBT, выпускаемые Infineon, спроектированы так, чтобы гарантированно выдерживать импульс тока короткого замыкания в течение tКЗ=10 мкс. Исключением являются модули третьего поколения на блокируемое напряжение 600 В, для которых гарантируется стойкость к КЗ в течение 6 мкс. (Повышенная стойкость IGBT в условиях КЗ достигается ценой увеличения падения напряжения на открытом ключе при нормальных режимах работы.  Поэтому, величина допустимой длительности работы при КЗ  tSC (tКЗ) и, соответственно, кратность токоограничения в этом режиме выбираются при проектировании чипа компромиссно, с учетом предполагаемых типовых применений, опасности возникновения КЗ и быстродействия аппаратуры зашиты, отключающей IGBT при аварии. –  Примечание переводчика)

Таблица 12.  Параметры режима короткого замыкания

Kurzschlussverhalten VGE≤15V, VCC=360V, tP≤10µs Tvj=25°С ISC 960
SC data VCE max=VCES – LsCE∙di/dt  tP≤10µs Tvj=150°С 760
Параметры режима КЗ UЗЭ≤15 В, Uпит=360 В, tКЗ≤10 мкс Tп=25°С IКЗ 960
UКЭ макс=UКЭ макс доп – Lвнутр∙di/dt Тп=150°С 760

Токи утечки в цепях коллектора ICES и затвора IGES

Для IGBT нормируют два вида токов утечки, как показано в таблице 13:

  • Максимально-возможный ток коллектора в запертом состоянии ICES (IК закр) характеризует утечку в силовой цепи, когда ключ разомкнут и IGBT блокирует номинальное напряжение.
  • Ток утечки в цепи затвора IGES (IЗ ут) дает максимально-возможное значение тока утечки между затвором и эмиттером при подаче максимально-допустимого напряжения «затвор-эмиттер» и закороченных между собой коллекторе и эмиттере.

Таблица 13. Токи утечки

Kollektor-Emitter Reststrom VCE=650V, VGE=0V, Tvj=25°С ICES  ≤1 mA
Collector-emitter cut-off current
Ток коллектора в закрытом состоянии UКЭ=650 В, UЗЭ=0 В, Tп=25°С IКзакр мА
Gate-Emitter Reststrom VCE=0V, VGE=20V, Tvj=25°С IGES  ≤400 nA
Gate-emitter leakage current
Ток утечки затвора UКЭ=0 В, UЗЭ=20 В, Tп=25°С IЗ ут нА

Термические характеристики

Как отмечалось в разделах (Максимально-допустимая рассеиваемая мощность Ptot) и (Максимально-допустимый постоянный ток коллектора IС), значения допустимой рассеиваемой мощности и тока коллектора не имеют смысла без спецификации соответствующих температур и тепловых сопротивлений. Таким образом, при сравнении между собой различных приборов (модулей IGBT) также необходимо сопоставлять их термические характеристики. Для получения дополнительной информации о тепловых схемах замещения силовых полупроводниковых приборов можно обратиться к руководству AN2008-03.

Для силовых модулей и дискретных силовых полупроводниковых приборов указывают температуры p-n-перехода (наиболее горячая область чипа), основания (корпуса) прибора и радиатора (теплоотвода). Тепловые сопротивления между чипом и корпусом, а также между корпусом и теплоотводом специфицируются в технических условиях на данный прибор, как показано в таблице 14. Тепловое сопротивление  между корпусом и теплоотводом RthCH (Rт к-р), указывемое в ТУ, соответствует применению теплопроводящей пасты (термоинтерфейса) с заданной удельной теплопроводностью и является типичной величиной для специфицированных условий применения (точности формы посадочной поверхности теплоотвода, усилия затяжки крепежных винтов, количества закладываемой термопасты, температур основания и теплоотвода).

Таблица 14. Тепловые сопротивления IGBT «чип-корпус» и «корпус-теплоотвод»

Innerer Wärmewiderstand pro IGBT RthJC
 
≤0,25 K/W
Thermal resistance, junction to case per IGBT
Тепловое сопротивление между чипом IGBT и корпусом на 1 IGBT Rт п-к К/Вт
Übergangs-Wärmewiderstand pro IGBT/per IGBT RthCH
 
0,085 K/W
Thermal resistance, case to heatsink λPaste=1W/(m∙K)/λGrease=1W/(m∙K)
Тепловое сопротивление между  корпусом и радиатором на 1 IGBT,  λпасты=1 Вт/(м∙K) Rт к-р К/Вт

Тепловые сопротивления характеризуют термическое поведение прибора при установившихся тепловых режимах работы. Для характеристики теплового поведения модуля IGBT в переходных режимах, при коротких импульсах тепловой нагрузки используют соответствующие тепловые импедансы. Рисунок 18а показывает зависимость теплового импеданса «чип-корпус» ZthJC (Zт п-к) от времени (от длительности импульса тепловыделения).

Рис. 18. Тепловой импеданс «чип IGBT - корпус модуля» Zт п-к (а) и тепловая эквивалентная схема (б)

Рис. 18. Тепловой импеданс «чип IGBT – корпус модуля» Zт п-к (а) и тепловая эквивалентная схема (б)

Основной источник тепловыделения в силовом модуле IGBT находится в кремниевых чипах. Далее это тепло стекает на радиатор, проходя по пути слои различных материалов. Каждый из этих слоев имеет собственные тепловые характеристики (локальные тепловые сопротивления и теплоемкости). При этом непосредственно к силовому модулю относятся параметры слоев между чипом и корпусом (основанием) модуля. Интегральный тепловой импеданс «чип-корпус» Zт п-к  (рисунок 18а) можно получить моделированием с учетом соответствующих численных значений параметров слоев  материалов.  Этой зависимости соответствует тепловая эквивалентная схема (многозвенная RC-цепь), показанная на рисунке 18б. Локальные сопротивления ri эквивалентны отдельным слагаемым в составе теплового сопротивления Rт п-к, а емкости ci вычисляются через локальные тепловые постоянные времени по формуле (11). Величины элементов тепловой эквивалентной схемы (ri, τi) вычисляют обработкой экспериментально полученной переходной тепловой характеристики модуля, используя соответствующие инструменты анализа. В ТУ в табличной форме указываются значения локальных тепловых сопротивлений и постоянных времени, как показано на рисунке 18а.  (В данном примере используется четырехзвенная тепловая эквивалентная схема, но число звеньев может быть и большим – до 6…7, что определяется желаемой точностью соответствия расчетной модели реальному поведению прибора. – Примечание переводчика)

$$c_{i}=\frac{\tau_{i}}{r_{i}}\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Параметры диодов в составе силовых модулей IGBT производства Infineon, приводимые в технических условиях

В этом разделе разъясняются электрические параметры чипов диодов, применяемых в составе модулей IGBT.

Характеристики диода при прямом смещении

Значение максимально-допустимого прямого тока диода в продолжительном режиме (рейтинг) может быть рассчитано по выражению (12). Типичные зависимости прямого падения напряжения на диоде от величины протекающего тока при различных значениях температуры чипа показаны на рисунке 19. При вычислении по формуле (12) значение прямого тока IF (IД) заранее неизвестно, следовательно, также неизвестно и соответствующее ему прямое падение напряжения VF(IF)  (UД = f(IД)), поэтому выполняется несколько итераций расчета. Рейтинг  максимально-допустимого прямого тока диода в продолжительном режиме работы для надежности рассчитывается при подстановке максимально-возможных значений прямого падения напряжения на диоде. При указании рейтинга тока модуля обязательно должны быть специфицированы  температуры чипа диода и основания модуля: без этого рейтинг тока не имеет технического смысла.

$$I_{F}=\frac{(T_{vj}-T_{C})}{R_{thJC}\times V_{F}(I_{F},T_{vj})}\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Рис. 19. Характеристика диода при прямом смещении, приводимая в ТУ

Рис. 19. Характеристика диода при прямом смещении, приводимая в ТУ

Из рисунка 19 видно, что прямое падение напряжение диода имеет отрицательный температурный коэффициент, особенно при малых токах. Это – типичное поведение полупроводникового прибора, работа которого основана на неосновных носителях заряда. Таким образом, потери прямой проводимости диода уменьшаются при увеличении его температуры.

Повторяющийся пиковый прямой ток диода

Номинальный рейтинг прямого тока диода можно превышать на коротких интервалах времени. Предел этой характеристики определяется в ТУ как максимально допустимый повторяющийся пиковый прямой ток (IFRM, Iпр и макс доп), с указанием соответствующей длительности импульса (tp, tи) , например, 1 мс (таблица 15). Теоретически эта величина может быть вычислена из возможной импульсной мощности рассеивания на основе  переходного теплового импеданса Zth, если задана длительность импульса токовой перегрузки. Однако полученное таким образом расчетное значение не учитывает другие возможные ограничивающие факторы в части токонесущей способности проводников межсоединений внутри модуля, а также силовых шин и клемм, которые также надо принимать во внимание.

Таблица 15. Повторяющийся пиковый прямой ток диода

Periodischer Spitzenstrom tp=1ms IFRM
 
400 А
Repetitive peak forward current
Максимально-допустимый повторяющийся пиковый прямой ток tи=1 мс Iпр и макс доп

Защитный интеграл I2t

Эта величина характеризует способность диода выдерживать однократную токовую перегрузку. (И является основным параметром для проектирования системы защиты диода от таких перегрузок. – Примечание переводчика)  Величина  интеграла перегрузки I2t в худших условиях применения диода в системе силовой электроники должна быть меньше, чем специфицированное для диода допустимое значение I2t, с учетом длительности импульса (обычно 10 мс, то есть полупериод сетевой частоты 50 Гц), как показано в таблице 16.

Таблица 16. Величина защитного интеграла диода

Grenzlastintegral VR=0V, tp=10ms Tvj=125°С I2t 2850 A2s
I2t-value VR=0V, tp=10ms, Tvj=150°С 2700
Защитный интеграл диода Uобр д=0 (после перегрузки) Тп=125°С 2850 А2∙с
Tи=10 мс Тп=150°С 2700

Восстановление блокирующих свойств диода при обратном смещении

Для изучения коммутационного поведения диода, применяемого в составе модуля IGBT, используется схема, приведенная выше на рисунке 4. Полумост подключен к шине питания постоянного напряжения, а выходной ток модуля на интервале переключения IGBT предполагается приблизительно постоянным. Сумма индуктивностей компонентов и монтажа в силовой цепи, определяющая скорость спада тока через выключающийся диод, может быть заменена одной эквивалентной индуктивностью в цепи «ключ-диод-источник постоянного напряжения». Это в равной степени применимо как к цепи с IGBT в верхнем плече полумоста и нижним замыкающим диодом, так и к цепи с нижним ключом и верхним диодом.

Рисунок 20 поясняет процессы, происходящие при переключении тока нагрузки модуля с замыкающего диода на включающийся IGBT. На нем показаны осциллограммы напряжения на диоде и тока через него, а также мгновенной мощности, выделяющейся на диоде, и характерные отметки времени.

Рис. 20. Примерные осциллограммы тока через диод с мягким обратным восстановлением и напряжения на нем при его выключении, а также рассеиваемой при этом на диоде мощности

Рис. 20. Примерные осциллограммы тока через диод с мягким обратным восстановлением и напряжения на нем при его выключении, а также рассеиваемой при этом на диоде мощности

Перед началом коммутации диод несет ток нагрузки Iнагр вых, а IGBT блокирует напряжение, примерно равное напряжению на шине питания постоянного тока VR (UПИТ), то есть VIGBT = VR. С началом включения IGBT напряжение на нем уменьшается, но не мгновенно. Разность напряжений на шине и на IGBT V= VR – VIGBT прикладывается к индуктивности цепи коммутации и вызывает уменьшение тока через диод с примерно постоянной скоростью dIД/dt = -VL/L. Поскольку выходной ток модуля не меняется, уменьшение тока через диод соответствует аналогичному увеличению тока коллектора включающегося IGBT. После того, как в момент времени t = t0 осциллограмма тока диода пересекает уровень ноль ампер и этот ток становится отрицательным, начинается рассасывание неосновных носителей заряда, накопленных в базе диода за время протекания через него прямого тока. При этом ток через диод продолжает уменьшаться, то есть увеличивается по модулю, протекая в обратном направлении – от катода к аноду, а падение напряжения на диоде остается достаточно малым. По мере освобождения базы диода от избыточного заряда неосновных носителей начинается постепенное формирование области пространственного заряда, расширяющейся от p-n-перехода вглубь базовой области, а на диоде появляется все возрастающее обратное напряжение. По мере роста блокирующей способности диода уменьшается напряжение VL и скорость спада тока через диод. В момент времени t = tRM диод и IGBT вместе уже способны блокировать все напряжение питания (условие 13) и спад тока диода прекращается, то есть достигается максимум (по модулю) обратного тока диода IRM (IД = IД обр макс).

$$t=t_{RM};\;V_{R}=V_{IGBT}-V_{D};\;V_{L}=0;\;\frac{dI}{dt}=0\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

В это же время имеем наибольшую величину тока коллектора включающегося IGBT IКмакс = Iнагр вых + IД  обр макс. Затем напряжение VL, прикладываемое к полной эквивалентной индуктивности в цепи коммутации, меняет знак, и обратный ток диода начинает (по модулю) уменьшаться. Напряжение, блокируемое диодом, быстро возрастает и может даже значительно превысить напряжение питания. Конкретная форма осциллограмм напряжения на диоде и тока через него на интервале после прохождения момента времени t = tRM сильно зависит от свойств применяемого диода в части «мягкости» его обратного восстановления. Диоды с мягким восстановлением, используемые в составе модулей IGBT производства Infineon, благоприятны для пользователей, обеспечивая отсутствие перенапряжений (выше напряжения питания VR), повышенную надежность, плавное уменьшение тока диода до нуля  и, как следствие, сравнительно малый уровень создаваемых электромагнитных помех.

Процессы, происходящие на интервале обратного восстановления диода, ведут к дополнительным коммутационным потерям как в самом восстанавливающемся диоде, так и в комплементарном ключе. (Соответствующие потери в IGBT входят составной частью в энергию потерь включения Eпот вкл, обсуждаемую в разделе 3.10 «Поведение IGBT при переключениях». – Примечание Переводчика). На рисунке 20 показаны осциллограммы тока диода и напряжения на нем для случая замыкающих диодов с контролируемым уровнем инжекции неосновных носителей и мягким обратным восстановлением, применяемых Infineon в составе силовых модулей IGBT.

Величина максимума обратного тока диода при восстановлении блокирующей способности IRM (IД  обр макс) приводится в технических условиях, как показано в таблице 17. Процесс обратного восстановления диода также характеризуется зарядом восстановления Qr (Qобр восст), определяемого интегралом (14):

$$Q_{r}=\int_{t_{0}}^{t_{2}}{I_{F}\cdot dt}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Пределы интегрирования при вычислении заряда: от t = t0 (момент смены направления тока через диод) до t=t2 (окончание спада тока, до уровня 2% от IД  обр макс), как показано на рисунке 20.

Энергия дополнительных коммутационных потерь в самом диоде вследствие неидеальности его обратного восстановления EREC (EД обр вос) в расчете на один импульс определяется интегралом (15):

$$E_{rec}=\int_{t_{1}}^{t_{2}}{V_{D} \times I_{F}\cdot dt}\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

(в оригинале статьи в формуле (15) опечатка и в качестве сомножителя под интегралом указано VR – напряжение на шине питания, вместо правильного VD – напряжения на выключающемся диоде.- Примечание переводчика)

Пределы интегрирования при вычислении энергии коммутационных потерь в диоде: от t=t1 (момент, когда нарастающее обратное напряжение на восстанавливающемся диоде достигает 10% напряжения питания) до t = t2 (окончание спада тока до уровня 2% от IД  обр макс), как показано на рисунке 20.

Величины заряда обратного восстановления диода и, соответственно, коммутационных потерь диода сильно зависят от температуры p-n-перехода, а также от скорости переключения тока через диод.

Таблица 17.  Максимум тока обратного восстановления, заряд и энергия потерь

Rückstromspitze IF=200A, VR=300V, VGE=-15V Tvj=25°С IRM 160 A
Peak reverse recovery current  -diF/dt=5700A/µs (Tvj=150°С) Tvj=125°С 230
Tvj=150°С 240
Максимум тока диода при обратном восстановлении IД пр=200 A, Vпит=300 В,  Tп=25°С IД обр макс 160
VЗЭ выкл=-15 В Tп=125°С 230
-diД/dt=5700 A/мкс (при 150°С) Tп=150°С 240
Sperverzögerungsladung IF=200A, VR=300V, VGE=-15V Tvj=25°С Qr 10 µC
Recovery charge  -diF/dt=5700A/µs (Tvj=150°С) Tvj=125°С 17
Tvj=150°С 20
Заряд восстановления диода IД пр=200 A, Vпит=300 В,  Tп=25°С Qобр восст 10 мкКл
VЗЭ выкл=-15 В Tп=125°С 17
-diД/dt=5700 A/мкс (при 150°С) Tп=150°С 20
Abschaltenergie pro Puls IF=200A, VR=300V, VGE=-15V Tvj=25°С EREC 3 mJ
Reverse recovery energy  -diF/dt=5700A/µs (Tvj=150°С) Tvj=125°С 5,2
Tvj=150°С 5,8
Энергия потерь в диоде при обратном восстановлении IД пр=200 A, Vпит=300 В,  Tп=25°С EД обр вос 3 мДж
VЗЭ выкл=-15 В Tп=125°С 5,2
-diД/dt=5700 A/мкс (при 150°С) Tп=150°С 5,8

Для того, чтобы определить потери обратного восстановления диода, при его применении в условиях, отличных от номинальных (таблица 17), в ТУ приводятся зависимости этих потерь от величины прямого тока через диод перед началом коммутации IF (Iнагр вых) и от сопротивления внешнего резистора в цепи затвора включающегося IGBT, как показано на рисунке 21. Вариация сопротивления в цепи затвора эквивалентна соответствующим изменениям скорости переключения тока нагрузки с диода на IGBT.

Рис. 21. Зависимость энергии потерь в диоде при обратном восстановлении (в расчете на один импульс) от величин прямого тока через диод (а) и от сопротивления резистора в цепи затвора IGBT (б)

Рис. 21. Зависимость энергии потерь в диоде при обратном восстановлении (в расчете на один импульс) от величин прямого тока через диод (а) и от сопротивления резистора в цепи затвора IGBT (б)

Параметры NTC-термистора, указываемые в технических условиях силового модуля

Один из наиболее важных параметров режима работы приборов силовой электроники – температура чипа. Измерение этой температуры во время работы очень проблематично. Один из подходов к оценке реальной температуры чипа при установившемся режиме работы заключается в использовании термистора в составе силового модуля IGBT. Следует заметить, что этот метод не дает адекватных результатов при необходимости  измерения быстрых изменений температуры чипа.

Для установившегося режима температуры чипов могут быть рассчитаны с использованием тепловой модели силового модуля и измеренной температуры термистора. В свою очередь, температура термистора Т2 определяется через его сопротивление  по выражению (16):

$$R_{2}=R_{25}\times e^{B\times (\frac{1}{T_{2}}-\frac{1}{T_{1}})}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

Сопротивление термистора R25 при опорной температуре Т= 298,15К (то есть при 25°С) специфицируется в технических условиях на силовой модуль, как показано в таблице 18. После измерения текущего значения сопротивления термистора R2 актуальная температура Т2 может быть рассчитана по выражению (17), полученному преобразованиями формулы (16):

$$T_{2}=\frac{1}{\frac{ln\left(\frac{R_{2}}{R_{25}} \right)}{B}+\frac{1}{T_{1}}}\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

Максимальная относительная погрешность сопротивления термистора ΔR/R нормируется при температуре 100С, как показано в таблице 18. Для исключения ошибки измерения температуры из-за самонагрева термистора его мощность рассеивания (приведенная к сопротивлению термистора при температуре  25С) должна быть ограничена согласно указанному в таблице 18. Чтобы удерживать эту погрешность в пределах 1 градус, ток, протекающий через термистор, не должен превышать значения Imax, рассчитанного по выражению (18). Более подробную информацию о том, как правильно использовать термистор в составе силового модуля IGBT, можно почерпнуть в руководстве AN2009-10.

$$I_{max}=\sqrt{\frac{P_{25}}{R_{2}}}\qquad{\mathrm{(}}{18}{\mathrm{)}}$$

Таблица 18. Параметры термистора в составе модуля IGBT

Nennwiderstand TC=25°С R25 5
Rated resistance
Номинальное сопротивление термистора Tтермистора=25°С кОм
Abweichung von R100 TC=100°С, R100=493Ω ΔR/R ±5 %
Deviation of R100
Максимальное отклонение сопротивления при 100С от ожидаемого значения Tтермистора=100°С,
R100 ожидаемое=493 Ом
Verlustltistung TC=25°С P25 ≤20 mW
Power dissipation
Максимальная мощность рассеивания при 25С для удержания самонагрева не более 1К Tтермистора=25°С ≤20 мВт

Для расчета температуры термистора по формуле (17) требуются значения параметра В. Поскольку аппроксимация (16) имеет некоторую погрешность, для повышения точности расчетов рекомендуется использовать различающиеся значения параметра В (таблица 19), в зависимости от диапазона примерных величин рабочей температуры термистораТ2. Если необходимо измерять температуры в диапазоне от 25 до 100°С, целесообразно в выражении (17) использовать параметр В25/100. Если же измерения выполняют в более узком диапазоне температур, целесообразно использовать значения В25/80 или В25/50, обеспечивающие лучшую точность оценки температуры термистора для этих диапазонов.

Таблица 19. Значения параметра В термистора для различных диапазонов измеряемых температур

B-Wert R2=R25∙exp[B25/50∙(1/T2-1/(298,15K))] B25/50 3375 K
B-value
Параметр В
B-Wert R2=R25∙exp[B25/80∙(1/T2-1/(298,15K))] B25/80 3411 K
B-value
Параметр В
B-Wert R2=R25∙exp[B25/100∙(1/T2-1/(298,15K))] B25/100 3433 K
B-value
Параметр В

Использование термистора не годится для детектирования короткого замыкания в нагрузке силового модуля или кратковременных перегрузок, но может быть использовано для защиты модуля в условиях продолжительной перегрузки или при неисправности системы охлаждения.

Параметры, относящиеся к модулю в целом, приводимые в технических условиях

В этом разделе рассматриваются электрические параметры, определяемые механической конструкцией модуля IGBT.

Испытательное напряжение изоляции

Для испытания электрической прочности модуля IGBT все выводы соединяются вместе и подключаются к одному электроду высоковольтного источника напряжения. Другой электрод источника присоединяется к основанию модуля. Источник имеет высокий импеданс и должен быть способен развить требуемую величину испытательного напряжения VISO. Тестовое напряжение плавно поднимается до достижения специфицированной величины, определяемой по выражению (19), и удерживается на этом уровне заданное время t. Затем напряжение плавно снижается до нуля.

$$V_{P}=2\times \frac{V_{m}}{\sqrt{2}}+1000\:В\qquad{\mathrm{(}}{19}{\mathrm{)}}$$

Силовые модули IGBT, выпускаемые Infineon, спроектированы для достижения, как минимум, базовой изоляции класса 1 в соответствии с требованиями стандарта IEC 61140. Для модулей со встроенным термистором аналогичные требования предъявляются к функциональной изоляции, выполненной между заземленными выводами этого термистора и остальными управляющими и силовыми выводами модуля, присоединенными и запитанными от источника высокого напряжения.

Величина испытательного напряжения изоляции модуля устанавливается в зависимости от класса блокируемого напряжения IGBT. В большинстве случаев применения силовых модулей в составе промышленных электроприводов требуется выдерживать испытательное напряжение 2,5 кВ (действующее значение переменного напряжения частотой 50 Гц) для IGBT вплоть до 17 класса по блокируемому напряжению. Для применения в системах электротяги на транспорте требуемое значение испытательного напряжения устанавливается на уровне 4 кВ при аналогичных чипах IGBT. Таким образом, выбор силового модуля по электрической прочности изоляции существенно зависит от целевой области применения.

Испытания электрической прочности изоляции с параметрами, указанными в технических условиях (таблица 20), выполняют перед началом и после окончания испытаний модуля на надежность (наработку), и их результат является одним из составляющих критерия отказа за наработку.

Таблица 20. Параметры испытаний электрической прочности изоляции

Isolations-Prüfspannung RMS, f=50Hz, t=1min VISOL 2,5 kV
Insulation test voltage
Испытательное напряжение изоляции модуля Действующее значение синусоидального напряжения 50 Гц в течение 1 минуты  
UИЗ ИСП
кВ

Испытательное напряжение изоляции термистора, встроенного в силовой модуль IGBT, установлено по требованиям к функциональной изоляции. В  случае отказа оборудования, например, неисправности в цепи драйвера затвора, путь для перекрытия изоляции может сформироваться вследствие механического перемещения проводников внутри модуля, которые изменили свое исходное расположение во время события отказа, или плазмой, генерируемой дуговым разрядом при отказе. Таким образом, если требования к изоляции выше, чем обеспечивает  функциональная изоляция модуля, необходимо предусмотреть добавление внешнего изоляционного барьера.

Индуктивность монтажа Lδ

Индуктивности монтажа ведут к импульсным перенапряжениям при переключениях модуля и являются основным источником электромагнитных помех. Кроме того, в комбинации с паразитными емкостями компонентов, индуктивности монтажа могут образовывать резонансные контуры, которые звенят при коммутациях полупроводниковых приборов. Выброс напряжения на индуктивности монтажа может быть рассчитан по формуле (20):

$$\Delta V=-L_{\delta} \times \frac{di_{L_{\delta}}}{dt}\qquad{\mathrm{(}}{20}{\mathrm{)}}$$

Соответственно, индуктивности монтажа должны быть минимизированы для уменьшения выбросов перенапряжений при выключениях полупроводниковых приборов. Величина паразитной индуктивности силовой цепи внутри модуля указана в таблице 21 и зависит от топологии модуля, как поясняется на рисунках 22…25. Красными линиями выделены цепи с наибольшей индуктивностью; величина индуктивности нормируется в таблице 21.

Рис. 22. Монтажные индуктивности силовых цепей внутри модулей с одиночным ключом IGBT

Рис. 22. Монтажные индуктивности силовых цепей внутри модулей с одиночным ключом IGBT

Рис. 23. Монтажные индуктивности силовых цепей внутри модулей с двумя отдельными ключами IGBT

Рис. 23. Монтажные индуктивности силовых цепей внутри модулей с двумя отдельными ключами IGBT

Рис. 24. Цепи с наибольшей индуктивностью монтажа в силовых модулях с топологией полумост, полный однофазный мост и трехфазный мост

Рис. 24. Цепи с наибольшей индуктивностью монтажа в силовых модулях с топологией полумост, полный однофазный мост и трехфазный мост

Рис. 25. Цепь с наибольшей индуктивностью силовой цепи между выводами питания PIM-модулей

Рис. 25. Цепь с наибольшей индуктивностью силовой цепи между выводами питания PIM-модулей

Таблица 21. Паразитная индуктивность монтажа внутри модулей IGBT

Modulinduktivität LsCE 21 nH
Stray inductance module
Паразитная индуктивность монтажа модуля нГн

Активные сопротивления монтажа внутренних силовых цепей модулей IGBT

Активные (омические) сопротивления силовых цепей внутри модуля IGBT вызывают дополнительные падения напряжения и потери мощности. Специфицированная величина активного сопротивления монтажа характеризует суммарное сопротивление, относящиеся к одному ключу в составе модуля, как показано в таблице 22. В соответствии с эквивалентной схемой модуля, показанной на рисунке 26 для полумостовой топологии, сопротивление монтажа определяется по формуле (21):

$$R_{CC_{1}+EE_{2}}=R_{CC_{1}}+R_{EE_{1}}+R_{E_{2}E_{1}}\qquad{\mathrm{(}}{21}{\mathrm{)}}$$

Таблица 22. Активное сопротивление монтажа внутри модуля

Modulltitungswiderstand, Anschlüsse-Chip TC=25°С, RCC1-EE2 1,8
Module lead resistance, terminals-chip Pro Schalter/ per switch
Сопротивление монтажа внутри модуля, между внешними выводами и чипами На 1 ключ, при 25°С мОм

Рис. 26. Эквивалентная схема модуля IGBT с обозначением сопротивлений внутреннего монтажа силовых цепей для прибора без встроенного токового шунта (а) и с шунтом (б)

Рис. 26. Эквивалентная схема модуля IGBT с обозначением сопротивлений внутреннего монтажа силовых цепей для прибора без встроенного токового шунта (а) и с шунтом (б)

Если силовой модуль имеет встроенный резистивный датчик тока (шунт), как показано на рисунке 26б, сопротивление этого шунта R20 не учитывается при указании сопротивления монтажа RCC1+EE2 в ТУ.

Момент затяжки резьбовых соединений

Момент затяжки винтов при механическом монтаже силового модуля специфицирован в технических условиях в зависимости от диаметра резьбы, как показано в таблице 23. Соблюдение рекомендаций по моменту затяжки винтов важно для обеспечения нормативной силы прижатия основания модуля к радиатору. Для силовых модулей, имеющих резьбовое присоединение силовых шин к выводам модуля, в ТУ также приводятся рекомендуемые значения момента затяжки этих соединений, обеспечивающие их механическую и электрическую надежность.

Таблица 23. Диапазон рекомендуемых значений момента затяжки резьбовых соединений силового модуля

Anzugsdrehmoment f. mech Befestigung Schraube M5 – Montage gem. Gültiger Applikation Note M 3…6 Nm
Mounting torque Screw M5 – mounting according to valid application note
Момент затяжки резьбовых соединений Монтаж резьбового соединения М5 в соответствии с руководством 3…6 Н∙м

 

•••

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее

Товары
Наименование
FS200R07N3E4R_B11 (INFIN)
BSM100GAL120DLCK (INFIN)
BSM100GAL120DLCKHOSA1 (INFIN)
IFS150B12N3E4PB50BPSA1 (INFIN)
IFS150B12N3E4B31BOSA1 (INFIN)
IFS150B12N3E4PB11BPSA1 (INFIN)
FF200R12KT4HOSA1 (INFIN)
FF300R12KT4HOSA1 (INFIN)
FF450R12KT4HOSA1 (INFIN)
FF300R12KS4HOSA1 (INFIN)
FF200R12KS4HOSA1 (INFIN)