Ток для заземленной нагрузки: высокоуровневый преобразователь V/I

Коллин Веллс, Дэвид Чан (Texas Instruments)

Два операционных усилителя, два транзистора MOSFET – n-канальный и p-канальный, четыре резистора – компоненты типовой схемы высокоуровневого преобразователя напряжения в ток, предлагаемой инженерами компании Texas Instruments и служащего источником тока для заземленной нагрузки. В статье приведен подробный расчет и проанализированы особенности схемы.

Высокоуровневый преобразователь напряжения в ток (рисунок 1) — это источник отрегулированного тока для заземленной нагрузки. Основой передатчика является двухступенчатая каскадная конструкция, позволяющая использовать в качестве входного сигнала напряжение заземленного источника. Первая ступень включает в себя операционный усилитель и n-канальный MOSFET-транзистор для преобразования входного сигнала от постороннего источника в сигнал, связанный с источником опорного напряжения. Данный сигнал управляет операционным усилителем, который, в свою очередь, воздействует на затвор p-канального MOSFET-транзистора, управляющего током нагрузки.

Рис. 1. Типовая блок-схема (а) и внешний вид (б) высокоуровневого преобразователя напряжения в ток

Рис. 1. Типовая блок-схема (а) и внешний вид (б) высокоуровневого преобразователя напряжения в ток

Технические характеристики:

  • напряжение питания: 5 В DC;
  • вход: 0… 2 В DC;
  • выход: 0…100 мА.

Допустимые, рассчитанные и измеренные значения погрешностей прибора, КПД и максимального выходного напряжения преобразователя приведены в таблице 1. Рисунок 2 показывает передаточную функцию преобразователя, где канал 1 – это напряжение на входе VIN, а канал 4 – выходной ток IOUT.

Рис. 2. Измеренная передаточная функция

Рис. 2. Измеренная передаточная функция

Таблица 1. Характеристики преобразователя

Параметр Допустимое значение Рассчитанное значение Измеренное значение
Погрешность смещения, % ≤ 0,025 0,0000013 0,0001
Погрешность усиления, % ≤ 0,1 0,102 0,0165
КПД, % ≥ 98,5 98,974 98,96
Максимальное выходное напряжение, В ≥ 4,5 4,5 4,508

Принцип действия 

Подробная схема преобразователя изображена на рисунке 3. Параметры передаточной функции определяются зависимостью между входным напряжением VIN и тремя измерительными резисторами: RS1, RS2 и RS3. Величины входного напряжения VIN и сопротивления резистора RS1 задают ток на выходе первой ступени преобразовательного каскада. Коэффициент усиления по току при переходе между ступенями преобразователя зависит от соотношения сопротивлений резисторов RS2 и RS3.

Рис. 3. Подробная схема преобразователя

Рис. 3. Подробная схема преобразователя

Передаточную функцию можно описать формулой 1:

$$I_{Load}=\frac{V_{In}\times R_{S2}}{R_{S1}\times R_{S3}}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Первая ступень: схема токового конвейера

Первая ступень преобразовательного каскада создает токовый поток, который вызывает падение напряжение на резисторе RS2, которое необходимо для запуска второй ступени каскада.

Токовый поток поддерживают с помощью резистора RS1, включенного последовательно с n-канальным MOSFET-транзистором. Падение напряжения на резисторе VRS1 создает потенциал на инвертирующем входе первого операционного усилителя. За счет получившейся отрицательной обратной связи ток на выходе операционного усилителя поддерживают на таком уровне, чтобы падение напряжения на резисторе RS1 VRS1 было таким же, как и напряжение на неинвертирующем входе VIN этого операционного усилителя (формула 2):

$$V_{In}=V_{RS1}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Для наибольшего тока воспользуемся формулой 3:

$$V_{In}=V_{RS1}=2\:В\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Ток на выходе первой ступени преобразователя циркулирует внутри схемы и не передается нагрузке. Работа, которую совершает этот ток, приводит к прямому снижению КПД всей схемы. Для того чтобы обеспечить КПД не ниже 98,5%, необходимо, чтобы потери мощности в первой ступени каскада не превышали 1%. Еще 0,5% энергии рассеивается током покоя операционных усилителей. Ток первой ступени IRS1 не должен превышать 1 мА при наибольшем токе нагрузки 100 мА. При этом сопротивление резистора RS1, согласно формуле 4, составит:

$$R_{RS1}=\frac{V_{In}}{I_{RS1}}=\frac{2\:В}{1\:мА}=2\:кОм\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Через резистор RS2 протекает ток IRS2, практически равный току IRS1 через резистор RS1 (формула 5):

$$I_{RS2}\cong I_{RS1}=1\:мА\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Вторая ступень: схема источника тока

Вторая ступень преобразователя создает выходной ток, который протекает по нагрузке. Падение напряжения VRS2 на резисторе RS2 создает потенциал на неинвертирующем входе операционного усилителя и тем самым устанавливает режим его работы. Резистор RS3 включают последовательно в выходную цепь p-канального MOSFET-транзистора для того чтобы создать на нем падение напряжения VRS3, пропорциональное выходному току преобразователя. Напряжение VRS3 подают на инвертирующий вход операционного усилителя второй ступени. Получившаяся отрицательная обратная связь способствует регулированию тока нагрузки таким образом, чтобы напряжение VRS3 равнялось напряжению VRS2 (формула 6):

$$V_{RS3}\cong V_{RS2}\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Падение напряжения на резисторе RS3 снижает выходное напряжение преобразователя, поэтому VRS3 должно иметь как можно меньшее значение. Резистор RS2 подбирают таким образом, чтобы обеспечить на нем падение напряжения VRS2, а следовательно – и VRS3, не более 500 мВ на всем диапазоне регулирования. Правильный выбор резистора RS2 позволяет обеспечить выходное напряжение передатчика на уровне не ниже 4,5 В (формула 7):

$$R_{RS2}=\frac{V_{RS3}}{I_{RS2}}=\frac{470\:мВ}{1\:мА}=470\:Ом\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

Различие между током, протекающим через резистор RS3, IRS3 и током нагрузки ILOAD, как правило, незначительное и не вносит серьезной погрешности в работу схемы (формула 8):

$$I_{Load}\cong I_{RS3}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Для того чтобы обеспечить выходной ток передатчика 100 мА, подбирают резистор RS3, согласно формуле 9:

$$R_{RS3}=\frac{V_{RS3}}{I_{Load}}=\frac{470\:мВ}{100\:мА}=4.70\:Ом\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Равновесие схемы

Для того чтобы устройство работало надежно, необходимо, чтобы обе ступени преобразовательного каскада находились в состоянии устойчивого равновесия. Для обеспечения такого режима работы в схеме используют компоненты компенсации. Подробнее вопросы устойчивости операционных усилителей рассмотрены в [1]. Стабильная работа первой ступени обеспечивается резисторами R2, R3 и конденсатором С6. Устойчивость второй ступени обеспечивают резисторы R4, R5 и конденсатор С7.

Схема с использованием этих компонентов имеет два важных преимущества. Во-первых, резистор, включенный между выходом операционного усилителя и MOSFET-транзистором, позволяет изолировать усилитель от емкостной нагрузки в виде затвора транзистора. Во-вторых, высокочастотные токи, протекающие по петле обратной связи, не усиливаются транзистором. Эти токи попадают на инвертирующий вход операционного усилителя с его выхода через конденсатор обратной связи. Такая высокочастотная обратная связь вытесняет обратную связь на постоянном токе от истока MOSFET-транзистора через резистор обратной связи. Частота, на которой осуществляется переход от обратной связи на постоянном токе к высокочастотной обратной связи, зависит от постоянной времени затухания RC-цепи. Величина этой постоянной зависит от емкости конденсатора и сопротивления резистора обратной связи.

Выбор компонентов для компенсации выполняется путем подбора. Для начала устанавливают изолирующий резистор 10 Ом, резистор обратной связи 10 кОм и конденсатор 100 пФ. Для устойчивой работы схемы необходимо наличие всех трех элементов. На вход системы скачком подают небольшой сигнал и наблюдают за сигналом на выходе операционного усилителя и за током нагрузки. Увеличивая сопротивления резистора между выходом операционного усилителя и затвором MOSFET-транзистора, добиваются на выходе схемы отклика с небольшой пульсацией и перерегулированием. Далее увеличивают емкость конденсатора обратной связи до тех пор, пока не будет получен желаемый сигнал на выходе. Если отклик становится слишком сглаженным, до исчезновения пульсаций и перерегулирования сигнала необходимо дополнительно увеличить сопротивление изолирующего резистора и повторить процедуру подбора емкости конденсатора. Подбор компонентов компенсации можно выполнить с помощью симулятора электронных схем, используя SPICE-модели операционных усилителей и MOSFET-транзисторов.

Выбор компонентов 

Усилители

При разработке схемы необходимо уделить пристальное внимание параметрам по постоянному току используемых операционных усилителей. Для достижения желаемых эксплуатационных характеристик рекомендуется применять компоненты с малым напряжением смещения, небольшими значениями температурного дрейфа и выходами типа rail-to-rail.

OPA2333, изготовленный по КМОП-технологии, представляет собой прецизионный операционный усилитель, оптимизированный для работы с одним низковольтным источником сигнала. Напряжение смешения – 5 мкВ, температурное смещение нуля – 0,05 мкВ/°С, амплитуда колебаний выходного сигнала – 50 мВ.

В операционных усилителях семейства OPA2333 стабилизация прерыванием применяется для обеспечения малого значения напряжения смещения и температурного дрейфа, близкого к нулю, на всем сроке эксплуатации. Использование таких усилителей уменьшает погрешность смещения системы в целом и дает возможность использовать такие преобразователи для высокоточного контроля постоянного напряжения. Схема rail-to-rail OPA2333 позволяет единолично управлять MOSFET-транзистором, подключив его затвор к разнополярным выходам усилителя.

MOSFET-транзисторы

При выборе транзисторов необходимо убедиться, что в процессе работы не будут превышены их максимальные допустимые параметры, такие как напряжение насыщения «затвор-исток» VGS, максимальное допустимое напряжение между стоком и истоком VDS, длительно допустимый ток стока ID. Также необходимо быть уверенным, что операционный усилитель способен должным образом управлять транзистором. Предпочтение отдают транзисторам с небольшим пороговым напряжением срабатывания VGS(th). В соответствии с изложенным выше, для схемы нашего передатчика были выбраны n-канальный MOSFET-транзистор SI2304DS и p-канальный MOSFET-транзистор NTF2955.

Пассивные компоненты

Наиболее важными пассивными компонентами в схеме преобразователя являются резисторы RS1, RS2 и RS3. Их величины определяют передаточную функцию прибора, а допустимое отклонение их сопротивления определяет погрешность всей схемы. Для того чтобы обеспечить погрешность передатчика не более 0,1% от всего диапазона измерений, были выбраны резисторы, отклонение сопротивления которых от номинального значения не превышает 0,1%.

Первая ступень преобразователя усиливает входной ток с коэффициентом усиления, равным отношению сопротивлений резисторов RS2 и RS3. Погрешность усиления первой ступени переносится и во вторую ступень. В некоторых случаях для увеличения точности работы преобразователя потребуется использовать резистор RS1 с меньшим допуском по отклонению сопротивления от номинального.

Остальные пассивные компоненты не оказывают прямого влияния на точность работы преобразователя. Для них могут быть выбраны резисторы и конденсаторы с допуском до 1%. 

Моделирование

С помощью SPICE-симулятора TINA-TI™ была разработана схема передатчика, представленная на рисунке 4.

Рис. 4. Схема преобразователя в TINA-TI

Рис. 4. Схема преобразователя в TINA-TI

Передаточная функция по постоянному току

Параметры передаточной функции схемы, показанной на рисунке 4, полученные с помощью симулятора, отражены в таблице 2 и изображены на рисунке 5. Представленные данные позволяют узнать зависимость токов и напряжений в некоторых узлах схемы от величины входного сигнала.

Рис. 5. Передаточная функция преобразователя в TINA-TI

Рис. 5. Передаточная функция преобразователя в TINA-TI

Таблица 2. Результаты расчета параметров передаточной функции

Параметр Значение
Смещение, нА 1,267
Полный диапазон, мА 99,9999
Полная абсолютная погрешность, мА 0,001

Погрешность усиления системы определяется по формулам 10 и 11:

$$Gain\:Error=\frac{\left|(I_{Load\_Ideal}(max)-I_{Load\_Ideal}(min))-(I_{Load}(max)-I_{Load}(min)) \right|}{(I_{Load\_Ideal}(max)-I_{Load\_Ideal}(min))}\times 100\%\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

$$Gain\:Error=\frac{\left|100\:мА-99.99902\:мА \right|}{100\:мА}\times 100\%=0.001\%\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Результаты моделирования, показанные на рисунке 5, получены при условии, что в схеме используются идеальные пассивные компоненты, а погрешность системы определяется только характеристиками операционных усилителей, транзисторов и источников питания. Более реалистичные результаты можно получить, применив метод Монте-Карло для учета возможного отклонения параметров пассивных компонентов от номинального значения. Результаты двадцати таких расчетов показаны на рисунке 6. Статистические параметры передаточной функции с учетом возможного отклонения параметров пассивных компонентов, полученных с помощью метода Монте-Карло, приведены в таблице 3.

Рис. 6. Результаты расчета по методу Монте-Карло

Рис. 6. Результаты расчета по методу Монте-Карло

Таблица 3. Параметры передаточной функции при расчете по методу Монте-Карло

Параметр Наибольшее значение Наименьшее значение Среднее значение Стандартное отклонение, σ
Смещение, нА 1,267 1,267 1,267 0,000
Полный диапазон, мА 99,9301 100,0535 99,9939 0,0342
Полная абсолютная погрешность, мА 0,0004 0,0699 0,0251 н/д

Уточненное значение погрешности усиления преобразователя составит 0,102%, в соответствии с формулой 12. При расчете использовалось правило «трех сигм» (3σ), которое гарантирует, что реальные значения находятся в пределах рассчитанной погрешности с вероятностью 99,7%.

$$Gain\:Error=\frac{3\times \sigma}{(I_{Load\_Ideal}(max)-I_{Load\_Ideal}(min))}\times 100\%=0.102\%\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Переходные процессы

Переходные процессы в различных точках схемы показаны на рисунке 7, из которого видно, что сигнал на выходе обоих ступеней быстро переходит в установившееся состояние с небольшими пульсациями и перерегулированием. Система работает устойчиво.

Рис. 7. Моделирование переходных процессов в TINA-TI

Рис. 7. Моделирование переходных процессов в TINA-TI

Выходное напряжение

Для определения максимального выходного напряжения и допустимого сопротивления нагрузки были смоделированы соответствующие пограничные режимы. В симуляторе задали максимальный выходной ток преобразователя 100 мА. Сопротивление нагрузки плавно увеличили с 0 до 60 Ом. Было установлено, что при сопротивлении нагрузки более 45 Ом преобразователь не может поддерживать выходной ток на уровне 100 мА. Выходное напряжение устройства при нагрузке 45 Ом составило 4,5 В. Полученные результаты отображены на рисунке 8.

Рис. 8. Выходное напряжение и допустимое сопротивление нагрузки в TINA-TI

Рис. 8. Выходное напряжение и допустимое сопротивление нагрузки в TINA-TI

Итоги моделирования

Технические характеристики преобразователя, полученные по результатам моделирования в среде TINA-TI™, собраны в таблице 4.

Таблица 4. Обобщенные результаты моделирования

Параметр Допустимое значение Рассчитанное значение
Идеальные пассивные компоненты Метод Монте-Карло
Погрешность смещения, % ≤ 0,025 0,0000013 0,0000013
Погрешность усиления, % ≤ 0,1 0,001 0,102
КПД, % ≥ 98,5 98,974 98,974
Максимальное выходное напряжение, В ≥ 4,5 4,5 4,5

Печатная плата

Основной проблемой печатных плат для реализации описанной схемы стало сопротивление токопроводящих дорожек. Включаясь последовательно с резисторами RS1, RS2 и RS3, дорожки становятся причиной дополнительной погрешности усиления. При разработке передатчика с большим выходным током или при использовании резисторов с меньшими номинальными сопротивлениями влияние паразитных сопротивлений проводящих дорожек на точность системы становится еще заметнее.

В схеме печатной платы, показанной на рисунке 9, используют так называемые зонды Кельвина для подключения резисторов ко входам операционных усилителей. Зонд Кельвина, или четырехпроводной метод измерения, позволяет отобрать для контроля только падение напряжения на соответствующем резисторе и не учитывать падение напряжения на проводящих дорожках.

Рис. 9. Печатная плата

Рис. 9. Печатная плата

Для правильной работы второй ступени преобразовательного каскада необходимо, чтобы на резисторы RS2 и RS3 подавалось одинаковое напряжение. По возможности, их располагают как можно ближе друг к другу.

Измерение параметров 

Передаточная функция

Напряжение на входе передатчика изменялось от 0 до 2 В. Измеренная зависимость тока нагрузки ILOAD от входного напряжения VIN показана на рисунке 10.

Рис. 10. Зависимость тока нагрузки ILOAD от входного напряжения VIN

Рис. 10. Зависимость тока нагрузки ILOAD от входного напряжения VIN

Для оценки погрешностей преобразователя на всем диапазоне измерений были рассчитаны отклонения реального тока нагрузки и выходного тока первой ступени от эталонных значений. В качестве эталонных приняты величины, полученные по результатам расчетов. Расчет погрешностей осуществлялся по формуле 10.

Зависимости погрешностей каждой ступени от входного напряжения показаны рисунках 11 и 12. Результаты расчета приведены в таблице 5.

Рис. 11. Зависимость погрешности выходного тока от входного сигнала

Рис. 11. Зависимость погрешности выходного тока от входного сигнала

Рис. 12. Зависимость погрешности в первой ступени от входного сигнала

Рис. 12. Зависимость погрешности в первой ступени от входного сигнала

Таблица 5. Результаты расчета по измеренным данным

Параметр Первая ступень Вторая ступень
Смещение, нА 24 112
Полный диапазон, мА 0,9998 100,0165
Абсолютная погрешность смещения, мкА 0,2 16,5
Погрешность смещения, % 0,02 0,0165

Переходные процессы

На рисунке 13 показана реакция схемы на подачу на вход преобразователя нарастающего напряжения. Подавались треугольные импульсы напряжения амплитудой 2 В и частотой 50 Гц. На рисунке запечатлен снимок с экрана осциллографа. Канал 1 отражает величину входного напряжения, канал 4 показывает значение выходного тока через нагрузочный резистор.

Рис. 13. Отклик на нарастающий входной сигнал

Рис. 13. Отклик на нарастающий входной сигнал

Для того чтобы определить время перехода в установившийся режим и увидеть форму выходного сигнала в момент резкого изменения напряжения на входе, на преобразователь подавались прямоугольные импульсы амплитудой 2 В и частотой 1 кГц. На рисунке 14 запечатлен снимок с экрана осциллографа. Канал 1 отображает величину входного напряжения, канал 2 фиксирует значение выходного тока через нагрузочный резистор.

Рис. 14. Отклик на прямоугольный входной сигнал

Рис. 14. Отклик на прямоугольный входной сигнал

Выполнена проверка устойчивости схемы при низком уровне входного сигнала. Подавались прямоугольные импульсы напряжения амплитудой 500 мВ, частотой 1 кГц. На рисунке 15 представлены результаты осциллографирования:

Рис. 15. Реакция схемы на низкий уровень сигнала

Рис. 15. Реакция схемы на низкий уровень сигнала

  • канал 1 – входное напряжение;
  • канал 2 – напряжение на выходе операционного усилителя второй ступени;
  • канал 3 – напряжение на выходе операционного усилителя первой ступени;
  • канал 4 – выходной ток преобразователя.

Схема быстро переходит в новый установившийся режим работы без пульсаций и перерегулирования с допустимым уровнем демпфирования. 

Выходное напряжение

Выходное напряжение передатчика зависит от напряжения источника питания VCC, падения напряжения на резисторе RS3VRS3 и напряжения насыщения p-канального MOSFET-транзистора.

Для фиксирования максимального выходного напряжения был проведен специальный эксперимент. На вход преобразователя подали такое напряжение, чтобы выходной ток через нагрузку составил ровно 100 мА. В качестве нагрузки использовали магазин высокоточных резисторов. Сопротивление нагрузки увеличивалось до тех пор, пока выходной ток не начал уменьшаться. Таким образом мы определили максимальное допустимое сопротивление нагрузки, равное 45,08 Ом. Максимальное выходное напряжение можно определить по закону Ома (формула 13):

$$V_{COMP}=I_{Load}\times R_{Load}=100\:мА\times 45.08\:Ом=4.508\:В\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Итоги измерений

Результаты измерений собраны в таблице 6.

Таблица 6. Обобщенные результаты измерений

Параметр Допустимое значение Измеренные значения
Погрешность смещения, % ≤ 0,025 0,001
Погрешность усиления, % ≤ 0,1 0,0165
КПД, % ≥ 98,5 98,96
Максимальное выходное напряжение, В ≥ 4,5 4,508

Аналоги и варианты

Выбор компонентов для схемы, описанной в данной статье, основан на необходимости достичь желаемых технических характеристик, определенных в первом разделе статьи. Выбор стабилизированного прерываниями усилителя OPA2333 устраняет большинство погрешностей, свойственных операционным усилителям. Тем не менее, еще более высокая точность работы прибора может быть достигнута за счет более точных резисторов RS1, RS2 и RS3. Помимо этого, хотя OPA2333 и обладает практически нулевыми показателями температурного дрейфа, работа схемы за пределами допустимого диапазона температур -40…125°С может способствовать значительному изменению сопротивлений используемых резисторов. Поэтому если планируется использование преобразователя в широком диапазоне температур, рекомендуется применять все компоненты с низкими температурными коэффициентами.

Для обеспечения более высокого выходного напряжения, а следовательно — и большего допустимого сопротивления нагрузки, необходимо увеличивать напряжение источника питания. Поскольку максимальное напряжение питания OPA2333 составляет 5,5 В, то более высокие значения напряжения исключают OPA2333 из списка подходящих компонентов. Требуется подобрать операционный усилитель с более высоким максимальным напряжением питания. Существуют усилители, которые имеют большую полосу пропускания или меньшие значения тока покоя чем OPA2333. В таблице 7 приведен список операционных усилителей, которые могут подойти для использования в описанной схеме.

Таблица 7. Варианты операционных усилителей

Наименование Наибольшее напряжение питания, В Наибольшее напряжение смещения, мкВ Дрейф напряжения смещения, мкВ/°С Полоса пропускания, МГц Ток покоя, мкА
OPA2333 5,5 10 0,05 0,35 34
OPA2335 5,5 5 0,05 2 700
OPA2320 5,5 150 5 20 1600
OPA2735 12 5 0,05 1,5 1500
OPA2188 36 25 0,085 1 950

При проектировании устройств с более высоким напряжением питания или большим выходным током необходимо убедиться, что транзисторы и другие компоненты не подвержены перегрузкам или перенапряжениям.

Такие изделия как XTR110 и XTR111 совместно с описанным преобразователем напряжения в ток могут использоваться при разработке промышленных передатчиков токовой петли 4…20 мА или других диапазонов. Эти изделия оснащены регуляторами напряжения, флагами ошибок и другими функциями, которые помогают создавать надежные модули формирователей сигнала токовой петли.

Литература

  1. Tim Green. “Operational Amplifier Stability”, Parts 1-11, November 2008.
  2. R. Mark Stitt, “Implementation and Applications of Current Sources and Current Receivers” SBOA046, March 1990.
•••

Наши информационные каналы

О компании Texas Instruments

В середине 2001 г. компании Texas Instruments и КОМПЭЛ заключили официальное дистрибьюторское соглашение, которое явилось результатом длительной и успешной работы КОМПЭЛ в качестве официального дистрибьютора фирмы Burr-Brown. (Как известно, Burr-Brown вошла в состав TI так же, как и компании Unitrode, Power Trend и Klixon). С этого времени компания КОМПЭЛ получила доступ к поставке всей номенклатуры производимых компанией TI компонентов, технологий и отладочных средств, а также ...читать далее

Товары
Наименование
OPA2333AID (TI)
OPA2333AIDGKT (TI)
OPA2333-Q1 (TI)
OPA2335AID (TI)
OPA2335AID LEAD (TI)
OPA2335AIDGKRG4 (TI)
OPA2320AIDGKR (TI)
OPA2320AIDRGT (TI)
OPA2320AIDGKT (TI)
OPA2735AIDGKR (TI)
OPA2735AIDR (TI)
OPA2735 (TI)
OPA2188AID (TI)
OPA2188AIDR (TI)
OPA2188AIDGKR (TI)
XTR110KU (TI)
XTR110KP (TI)
XTR110KP LEAD (TI)
XTR111AIDRCT (TI)
XTR111AIDGQT (TI)
Рубрики: