№5 / 2013 / статья 9

Применение IGBT в преобразовательной технике

Алексей Попов, Сергей Попов (г. Воронеж)

Важнейшими элементами устро­й­ств силовой электроники являются полупроводниковые ключи. Применение полностью управляемых ключей позволяет в большинстве случаев значительно упростить схемотехнику преобразователей и улучшить их технико-экономические характеристики. В настоящее время в преобразовательной технике в качестве полностью управляемых ключей используются силовые биполярные транзисторы (БТ), мощные переключательные полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET) (кремниевые полевые транзисторы с управляющим P-N-переходом (JFET), применявшиеся два десятилетия тому назад, не выдержали конкуренции с MOSFET), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT) и двухоперационные тиристоры (GTO и IGCT), выключаемые по управляющему электроду. За последние годы начато серийное производство силовых полевых транзисторов MOSFET и JFET на основе полупроводников с широкой запрещенной зоной (карбида кремния и нитрида галлия).

Биполярные транзисторы являются наиболее простыми и дешевыми в производстве, обеспечивая при этом неплохие переключательные характеристики: достаточно высокое блокируемое напряжение (несколько сотен вольт, вплоть до 1500…2000 В), небольшое падение напряжения в проводящем состоянии, приемлемые быстродействие и коммутационные потери при условии оптимальной глубины насыщения. Поэтому они были первыми силовыми транзисторными ключами (СТК), получившими массовое применение в энергетической электронике в 70-е годы. Однако БТ, особенно высоковольтные, имеют ряд серьезных недостатков: малый коэффициент передачи тока; большой разброс значений этого коэффициента с учетом технологических и температурных факторов; малая номинальная и пиковая плотность тока в силовой цепи; необходимость применения знакопеременного управляющего напряжения; малая область безопасной работы (ОБР) из-за склонности БТ к кумуляции тока; значительное время рассасывания неосновных носителей [1]. Эти свойства БТ приводят к тому, что в преобразовательных устройствах, имеющих, как правило, простую структуру силовых цепей, требуется большое количество достаточно сложных и мощных вспомогательных цепей, обеспечивающих управление БТ и их защиту. Поэтому создание устройств силовой электроники на основе БТ требует высокой квалификации разработчиков и больших затрат на НИОКР. Недостатки БТ настолько существенны, что нельзя считать случайным разработку и освоение (на рубеже 70-80 г.г.) серийного производства MOSFET [1]. Все же БТ, с учетом их усовершенствования в 1990-е годы [2], продолжают применяться в некоторых важных областях преобразовательной техники, характеризующихся большими объемами выпуска и требованием минимальной себестоимости производства: электронные балласты для люминесцентных ламп, блоки электронного зажигания на автомобилях, схемы строчной развертки электронно-лучевых трубок. Однако их роль будет неуклонно снижаться.

MOSFET в качестве СТК обладают многими привлекательными свойствами: быстрота переключения, сравнительно большой пиковый ток, простота управления, широкая, практически прямоугольная ОБР, стойкость к лавинному пробою и быстрому нарастанию напряжения на приборе. Эти преимущества, присущие приборам на основных носителях, несколько обесцениваются их посредственными характеристиками в проводящем состоянии, которые, к тому же, сильно ухудшаются при увеличении класса СТК по блокируемому напряжению, а также — с ростом температуры кристалла [3]. Еще одним недостатком MOSFET являются плохие характеристики обратного восстановления паразитного диода, встроенного в его структуру, что может быть критично в тех схемах применения и режимах работы, где этот диод проводит ток, а затем резко выключается. Свойства этого диода заметно ухудшаются с ростом температуры кристалла, а также при увеличении класса СТК по блокируемому напряжению. На рисунке 1 схематически показан поперечный разрез кристалла классического MOSFET (вертикальный, с двойной диффузией).

 

Поперечный разрез кристалла классического MOSFET (вертикальный, с двойной диффузией)

 

Рис. 1. Поперечный разрез кристалла классического MOSFET (вертикальный, с двойной диффузией)

Были предложены и испытаны различные технические решения, призванные смягчить недостатки MOSFET, сохранив, по возможности, их лучшие качества, т.е. объединить в одном СТК сильные стороны приборов на основных и неосновных носителях [4]. Наиболее удачным оказался биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT), поперечный разрез которого изображен на рисунке 2, а эквивалентная электрическая схема — на рисунке 3. Сравнивая рисунки 1 и 2, видим, что в структуре IGBT имеется дополнительная P+ область и, соответственно, еще один P-N-переход.

 

Поперечный разрез биполярного транзистора с изолированным затвором (IGBT)

 

Рис. 2. Поперечный разрез биполярного транзистора с изолированным затвором (IGBT)

 

Символическое обозначение IGBT (слева) и его эквивалентная схема

 

Рис. 3. Символическое обозначение IGBT (слева) и его эквивалентная схема

 

Ток MOSFET-структуры в составе IGBT является управляющим (током базы) для биполярного PNP-транзистора. Являясь приборами на неосновных носителях, IGBT имеют превосходные характеристики в проводящем состоянии, которые к тому же, в отличие от MOSFET, не столь сильно зависят от температуры кристалла и класса СТК по блокируемому напряжению. Одновременно с этим IGBT сохраняют и многие достоинства, присущие MOSFET: простоту управления, широкую ОБР и очень большой допустимый ток [3]. В общем, по скорости переключения и стойкости при перегрузках IGBT уступают MOSFET, хотя внесенные в конструкции и технологии изготовления IGBT за три десятилетия их серийного производства усовершенствования позволили значительно сократить этот разрыв. Отсутствие в структуре IGBT встроенного обратного диода предоставляет пользователю возможность выбора между применением внешнего диода с быстрым восстановлением, имеющим оптимальные для данной задачи характеристики, или использованием «СО-РАСK»-прибора, т.е. размещенных в одном корпусе кристаллов IGBT и антипараллельного диода.

 

IGBT против MOSFET: история противостояния

В первой половине восьмидесятых годов прошлого века, сразу после начала серийного производства IGBT, разгорелись споры: что лучше применять в качестве СТК? Преодолев «детские болезни» роста, к началу девяностых IGBT значительно улучшили свои характеристики и были признаны основными кандидатами для применений, требующих высоковольтных СТК и допускающих при этом работу на сравнительно невысоких частотах.

Во многих публикациях 90-х годов обосновывалась технико-экономическая эффективность замены MOSFET на IGBT [5, 6]. Примерное представление о распределении рациональных областей применения между IGBT и MOSFET отражает рисунок 4, встречающийся, например, в работе [7] и во многих других публикациях.

 

Традиционное представление о распределении рациональных областей применения между MOSFET и IGBT

 

Рис. 4. Традиционное представление о распределении рациональных областей применения между MOSFET и IGBT

Однако, за прошедшие полтора десятилетия с момента первой публикации рисунка 4, СТК были очень серьезно усовершенствованы. «Команда» кремниевых MOSFET получила мощнейшее пополнение в виде Superjunction-приборов, при производстве IGBT стала применяться технология обработки очень тонких пластин (толщиной менее 100 мкм), и на этой основе реализована FieldStop-концепция профиля легирования IGBT, сочетающая лучшие качества PT-IGBT и NPT-IGBT. Кроме того, во многих современных IGBT планарная MOSFET-структура заменена на Trench-MOSFET, что обеспечивает дополнительный выигрыш по величине падения напряжения в проводящем состоянии. Все это делает актуальным перепроверку рекомендаций рисунка 4 по рациональному распределению областей применения между различными СТК. При этом надо учитывать примерное соотношение относительной себестоимости производства приборов разной конструкции (на единицу площади чипа). Особняком стоят мощные БТ (они намного дешевле других СТК, но их рабочая плотность тока годаздо ниже, чем у полевых приборов, особенно IGBT). Среди высоковольтных СТК с полевым управлением наиболее экономически выгодны в производстве «классические» MOSFET: планарные, в целом, подешевле, чем Trench-MOSFET, но разница невелика; IGBT несколько дороже, чем MOSFET (примерно в 1,5…3 раза), вследствие выполнения дополнительных операций при изготовлении и испытаниях, либо из-за необходимости обрабатывать очень тонкие пластины (это еще более дорогая технология, чем длительная эпитаксия на подложку стандартной толщины). Superjunction-MOSFET обеспечивают выигрыш по удельному сопротивлению открытого прибора в 5…10 раз по сравнению с классическими MOSFET. Они примерно во столько же раз дороже последних в производстве, но имеют значительный потенциал усовершенствования (в том числе — удешевления), отчасти уже реализованный за 12 лет с начала их серийного производства. Высоковольтные кремниевые Superjunction-MOSFET кратно дороже при изготовлении, чем IGBT. За последние годы начато серийное производство высоковольтных карбид-кремниевых полевых СТК. По комплексу важнейших электрофизических характеристик SiC настолько превосходит кремний как материал для изготовления мощных высоковольтных полупроводниковых приборов, что даже первые, во многом еще несовершенные карбид-кремниевые MOSFET на напряжение 1200 В уже имеют лучшие технические характеристики, чем конкурирующие кремниевые СТК. Главной проблемой серийного производства SiC-приборов считается значительная плотность опасных дефектов кристалла полупроводника. Некоторые из этих дефектов могут отрицательно влиять на долговременную стабильность характеристик СТК[8]. Поэтому, SiC-приборы вынужденно имеют небольшие размеры чипов, в пределах которых можно найти достаточное количество подложек с приемлемым качеством. Не случайно наибольших успехов в серийном производстве SiC-приборов добилась компания Cree, массово применяющая карбид-кремниевые подложки при изготовлении светодиодов. Пока сложно прогнозировать динамику цен карбид-кремниевых СТК и возможность их по-настоящему массового выпуска.

 

Потери в СТК: зависимости от режимов работы

При проектировании и производстве устройств преобразовательной техники возможны различные варианты задания критериев оптимальности. Наиболее типичным является требование достижения минимальной себестоимости при достаточных технических характеристиках. Реже требуется обеспечение повышенных характеристик, как правило, в части КПД, или миниатюризации преобразователя (часто эти требования взаимосвязаны, т.к. большие потери крайне трудно отвести при малых размерах [1]). Также может стоять более локальная задача доработки существующего устройства без кардинального изменения схемы или конструкции (например, только замена типа применяемого СТК).

При выборе СТК для применения в преобразователе первостепенное значение имеет достаточное номинальное блокируемое напряжение Uблок ном, по сравнению с максимально возможным напряжением, воздействующим на прибор в схеме, с учетом должных запасов. Свойства СТК весьма сильно зависят от класса прибора по напряжению. И статические, и динамические параметры ощутимо ухудшаются с ростом номинального напряжения приборов. СТК с излишне высоким классом напряжения (по сравнению с минимально достаточным для рассматриваемого применения), в большинстве случаев оказывается неконкурентоспособным. Далее рассматриваются транзисторы преимущественно на напряжение 1200 В.

Следующим критерием является удовлетворение требований по соответствию допустимого тока через СТК максимально возможному (импульсному) току в схеме применения [11]. Для IGBT это практически никогда не представляет проблемы, для MOSFET, как правило, тоже, за исключением задач с очень большой кратностью импульсного тока к среднему значению за период работы. Наибольшие трудности по этому параметру могут возникать у высоковольтных БТ. Чаще ограничителем величины тока, который IGBT или MOSFET могут нести в схеме преобразователя, выступает значение приемлемой мощности потерь в приборе.

В зависимости от заданных критериев оптимальности проекта, приемлемая мощность потерь в СТК может определяться различными соображениями:

  • предельными возможностями системы охлаждения транзистора с адекват­ными технико-экономическими характеристиками (размеры, масса, стоимость охладителя) и с учетом максимальной расчетной температуры окружающей среды и максимально-допустимой температуры СТК;
  • минимально возможным значением потерь для обеспечения высокого КПД или малых габаритов преобразователя.

При проектировании по второму варианту расчетная мощность потерь в СТК многократно ниже, чем по первому. В документации на приборы (datasheet) значения максимально допустимых тока и рассеиваемой мощности указываются для условий теплоотвода, значительно лучших, чем достижимо в реальных проектах. Это следует иметь в виду при сравнении между собой СТК по их паспортным характеристикам.

В качестве расчетной максимальной температуры прибора при его наиболее тяжелом штатном режиме работы обычно рекомендуется принимать значение на 25°C ниже, чем максимально допустимая температура перехода [11]. Это повышает срок службы СТК и обеспечивает запас на случай перегрузок преобразователя.

Для удобства анализа, потери в транзисторе разделяются на статические (не зависящие от частоты коммутации) и динамические (пропорциональные частоте). Статические потери СТК складываются из мощностей потерь в проводящем и закрытом (блокирующем) состояниях, а динамические — из потерь включения и выключения. Кроме того, не следует забывать о потерях на управление ключом:

Pстк=Pпров+Pблок+Pвкл+Pвыкл+Pупр

У современных СТК потери в закрытом состоянии сравнительно малы, и в большинстве применений ими можно пренебречь в сравнении с потерями в проводящем состоянии. Исключением являются особо высоковольтные приборы (33-го, 65-го и более высоких классов по блокируемому напряжению), а также — диоды Шоттки (ДШ), особенно наиболее низковольтные. Для СТК с управлением напряжением можно не учитывать потери в цепи затвора по сравнению с динамическими потерями в силовой цепи.

С учетом указанных упрощений, получаем:

Pстк=Pпров+Pвкл+Pвыкл= Pпров+(Wвкл+Wвыкл)*Fk,

где Fk — частота переключений СТК;

Pпров — средняя мощность потерь в проводящем состоянии (за период 1/ Fk);

Wвкл и Wвыкл — энергия потерь при включении и выключении СТК.

При достаточно низких частотах коммутации основной вклад в полную мощность потерь СТК дают статические потери и, в частности, потери при протекании тока через замкнутый ключ. Условием этого является неравенство Fk<< Pпров/(Wвкл+Wвыкл). В этом режиме токонесущая способность СТК и, соответственно, достижимая полезная мощность преобразователя максимальна и реально ограничена только свойствами транзистора в проводящем состоянии.

И наоборот, при весьма высоких частотах переключения СТК полная мощность потерь будет определяться, в основном, коммутационными потерями. Условием этого является неравенство Fk>> Pпров/(Wвкл+Wвыкл). В этом случае использование СТК ограничивается, в первую очередь, его свойствами в части динамических потерь. Этот режим соответствует плохому использованию СТК по токонесущей способности и, в целом, сравнительно низкому КПД преобразователя.

Промежуточная область частот Fk=(0,5…2)*Pпров/(Wвкл+Wвыкл) является достаточно типичной для применения СТК. Можно сказать, что в этом режиме рассматриваемый прибор имеет сбалансированные потери и адекватен для применения. Но это не исключает возможности, что какой-то другой тип СТК еще лучше подходит для данной задачи.

Зачастую значение Fk изначально не задано строго, и разработчик преобразователя может его варьировать. Иногда этим можно воспользоваться и, понизив частоту, перейти от чрезмерно высоких частот к более приемлемым для рассматриваемого СТК. Для наилучшего использования транзистора рационально выбрать Fk на границе областей низких и промежуточных частот. Слишком сильное уменьшение Fk не имеет смысла (использование СТК по току почти не улучшается), разве что это достигается совсем бесплатно. В большинстве случаев за уменьшение Fk приходится расплачиваться ухудшением массогабаритных и стоимостных характеристик силовых реактивных компонентов преобразователя (трансформаторов, дросселей, конденсаторов). Кроме того, увеличивающееся запаздывание в контуре управления преобразователем потребует уменьшения его полосы пропускания. Определение рационального значения частоты Fk, как компромисса между хорошим использованием СТК с одной стороны, и реактивных компонентов — с другой, является одной из важных задач, стоящих перед разработчиком.

 

Потери СТК в проводящем состоянии

Потери MOSFET в проводящем состоянии имеют близкую к квадратичной зависимость от тока в силовой цепи Pпров=Rси*I2 (реальный показатель степени несколько больше двух, т.к. Rси слегка возрастает при увеличении тока). Сопротивление Rси включенного MOSFET обратно пропорционально площади кристалла и сильно зависит от класса прибора по блокируемому напряжению. Для высоковольтных MOSFET (от 500 В и выше) основной вклад в Rси вносит сопротивление дрейфового N-слоя [3] (рисунок 1). Для кремниевых MOSFET классической конструкции Rси возрастает с номинальным напряжением в степени 2,4…2,5 и для 1200 В транзисторов при температуре 25°C достигает примерно 350 (теоретический предел)…600 мОм*см2 (реальные высококачественные приборы) [9,10]. Вследствие уменьшения подвижности основных носителей при нагреве Rси имеет значительный по величине положительный температурный коэффициент порядка 0,7%/градус, возрастая в 2,2…2,5 раза в диапазоне 25…150°С. При необходимости иметь сравнительно малое сопротивление СТК, чтобы работать с большими токами, приходится использовать кристаллы кремния большой площади и/или включать несколько приборов параллельно. Superjunction-MOSFET позволяют достигать значительно меньших значений удельного сопротивления. Теоретически с ростом номинального блокируемого напряжения их Rси увеличивается лишь в степени 1,5 и для прибора на напряжение 1200 В может составлять всего 12…15 мОм*см2 [10]. Однако характеристики реальных приборов еще очень далеки от предельно возможных (Rси хуже в 2,5…10 раз) [9,10]. Поэтому выигрыш, по сравнению с классическими MOSFET, пока не столь уж велик, хотя потенциал для прогресса очень хорош, особенно для приборов с высоким блокируемым напряжением.

Для MOSFET на номинальное напряжение 1000…1200 В при использовании в преобразователях, оптимизированных на минимум себестоимости, типично падение напряжения на открытом приборе 10…15 В.

Благодаря чисто омическому характеру поведения MOSFET в состоянии проводимости, при желании можно достигать очень малых величин падения напряжения и потерь Pпров в приборе, что лучше, чем у любых других типов СТК. На этом основано применение MOSFET в качестве синхронных выпрямителей. Однако для обеспечения такого режима работы у высоковольтных MOSFET требуется уменьшение плотности тока через них на порядок…полтора в сравнении с типовой для этих приборов величиной. Даже при оптимизации проекта преобразователя на максимум КПД столь плохое использование установленной мощности СТК нечасто оказывается приемлемым.

Как правило, в документации на MOSFET приводятся как типовые зависимости Rси от режима работы, так и гарантируемые его значения, т.е. изготовители осуществляют 100% контроль этого параметра на приемосдаточных испытаниях (ПСИ).

Падение напряжения на открытом IGBT складывается из двух компонент: Uкэ пров=Uо+Rк*Iк, где Uо определяется, в основном, падением напряжения на PN-переходе (база-эмиттерный переход PNP-транзистора на рисунке 3), а Rк — сопротивлением дрейфового N-слоя, поделенным на коэффициент усиления тока PNP-транзистора. Поэтому Uкэ пров не может быть малой величиной (меньше 0,5 В), но зато даже для высоковольтных IGBT и при больших плотностях тока оно остается в пределах единиц вольт (например, 1,7…2,5 В для 1200 В IGBT седьмого поколения IR при токах Iк=(0,3…1)*Iк ном). Это достигается благодаря модуляции проводимости дрейфового слоя неосновными носителями. Например, для вышеуказанных IGBT IR удельное сопротивление Rк уд составляет примерно 10 мОм*см2, что на полтора-два порядка лучше, чем у конкурирующих MOSFET. Такая зависимость Uкэ пров от Uблок ном позволяет успешно изготавливать и применять кремниевые IGBT на весьма высокие напряжения, вплоть до 6500 В. Соответственно, производители MOSFET обычно ограничивают свой портфель приборами до 1000…1500 В, полагая, что более высоковольтные транзисторы не получат достаточных объемов применения. Исключением является компания IXYS, выпускающая кремниевые MOSFET на напряжения до 4500 В, но их сопротивление очень велико (23…750 Ом).

Температурная зависимость Uкэ пров слабо выражена, потому что Uо уменьшается при нагреве, а Rк растет. При малых токах температурный коэффициент напряжения (ТКН) Uкэ пров — отрицательный, а при больших Iк — порядка Iк ном — положительный. IGBT, оптимизированные на минимум потерь в режиме прямой проводимости, могут иметь отрицательный ТКН даже при больших токах, а IGBT, предназначенные для работы в высокочастотных преобразователях, получают положительный ТКН уже при малых токах порядка (0,01…0,03)*Iк ном.

Все современные СТК — как MOSFET, так и IGBT — имеют гарантии на максимально возможные (наихудшие) значения Rси или Uкэ пров, соответственно, по крайней мере в одном из возможных режимов работы. Это означает, что изготовители проводят 100% тестирование СТК на ПСИ в отношении их свойств в режиме прямой проводимости. На этой основе разработчики преобразовательной техники могут обоснованно прогнозировать наихудшие условия применения СТК, а изготовители — отличить оригинальные приборы от контрафактных .

Указанные выше зависимости потерь в проводящем состоянии MOSFET и IGBT определяют, что токонесущая способность последних сильнее возрастает при увеличении допустимой мощности Pпров. Для MOSFET Iс доп пропорционален (Pпров)0,5, а для IGBT Iк доп пропорционален (Pпров)0,7 (на примере IRG7PH35UPBF при Iк=(0,5…1)*Iк ном и Tп=150°С).

 

Коммутационные потери

Ограничимся рассмотрением динамических потерь при работе СТК на индуктивную нагрузку с жесткой коммутацией как наиболее часто применяемой в реальных устройствах и нормированной в документации на приборы. Очень интересные и важные вопросы сравнения свойств основных типов СТК при их использовании совместно с различными цепями формирования траектории рабочей точки (ЦФТРТ) или в резонансных и квазирезонансных схемах преобразования, обеспечивающих мягкое переключение, требуют самостоятельного изучения. Следует отметить, что БТ и тиристоры имеют очень ограниченное применение в схемах с жесткой коммутацией, но для IGBT и, особенно, MOSFET большая величина импульсной мощности на интервалах переключения не является проблемой [8].

Существует распространенное мнение, что по величине динамических потерь IGBT сильно проигрывают MOSFET. Интересно проверить, насколько оно соответствует современной действительности. Любопытно и важно также следующее обстоятельство: процессы при переключении IGBT, сопровождающиеся накоплением и рассасыванием заряда неосновных носителей в дрейфовом N-слое, принципиально сложнее, чем при переключении MOSFET, где все сводится к перезаряду соответствующих емкостей прибора. Поэтому изготовители IGBT вынуждены измерять коммутационные потери и в явной форме приводить их величины в документации на приборы, в т.ч. в виде зависимостей этих потерь от основных параметров режима работы (испытаний) СТК: тока в цепи нагрузки Iн, сопротивления в цепи затвора Rзатв, температуры наиболее нагретой области кристалла Tпер, напряжения питания Uпит, напряжения управления. Пользователю MOSFET приходится самостоятельно оценивать их коммутационные потери на основе значений (зависимостей) емкостей и зарядов СТК, приводимых их изготовителем. В результате расчет коммутационных потерь СТК при использовании IGBT неожиданно (парадоксально) оказывается проще, обоснованнее и достовернее, чем в случае MOSFET.

Свойства СТК при переключениях сильно зависят от паразитных параметров монтажа. Даже не очень сильное ухудшение качества монтажа может многократно увеличивать динамические потери [10] и генерируемые электромагнитные помехи. При испытаниях, выполняемых изготовителями СТК, прилагаются значительные усилия по возможной минимизации паразитных параметров схемы и приближению конструкции к идеалу. Но в реальных устройствах преобразовательной техники соображения теоретически правильного выполнения монтажа вступают в жесткое противоречие с требованиями технологичности производства и удобства эксплуатации изделий. Достижение удовлетворительного компромисса между характеристиками преобразователя и себестоимостью его производства является одной из важнейших задач, решаемых разработчиком изделия. Во всяком случае, следует иметь в виду различие между реально достижимыми значениями коммутационных потерь СТК в серийных преобразователях с приводимыми в datasheet и, особенно, в рекламных материалах.

 

Потери при включении

Потери при включении СТК принципиально определяются режимом работы преобразователя. В режиме непрерывного тока (РНТ) к моменту очередного включения СТК ток через замыкающий диод еще продолжает протекать, и он представляет собой для включающегося транзистора КЗ-цепь. В режиме прерывистого тока (РПТ) СТК включается при уже закрытом диоде и нулевом токе в цепи нагрузки. В последнем случае потери включения, как правило, невелики по сравнению с Wвыкл. Однако для преобразователей мощностью от сотен ватт и выше при работе с полной нагрузкой практически всегда реализуется РНТ. Происходящие при этом процессы качественно показаны на рисунке 5.

 

Процессы при включении СТК (стилизованно)

 

Рис. 5. Процессы при включении СТК (стилизованно)

Из этого рисунка видно (и анализ фактических зависимостей Wвкл от параметров режима работы, приводимых в документации на большинство IGBT и некоторые MOSFET, это подтверждает), что потери в СТК определяются, главным образом, временем рассасывания заряда неосновных носителей в замыкающем диоде (а не свойствами включающегося транзистора). В меньшей степени Wвкл зависит от скорости нарастания тока коллектора (стока) СТК. В большинстве случаев при увеличении (dIк/dt)вкл стк в актуальном диапазоне значений 200…1500 А/мкс величина потерь включения несколько уменьшается. Скорость нарастания тока при включении у IGBT и MOSFET либо примерно одинаковая (если лимитирована преимущественно индуктивностью в цепи эмиттера (истока), общей для управляющей и силовой частей схемы), либо у IGBT она больше (если лимитирована входной емкостью и крутизной характеристики). Поэтому при работе в РНТ на один и тот же замыкающий диод, IGBT, по крайней мере, не проигрывает MOSFET по величине потерь Wвкл. Другое дело, что для IGBT общепринято проводить испытания и нормировать параметры СТК при включении, используя в качестве замыкающего диода чип, встраиваемый в Co-pak IGBT того же типа, что и испытуемый прибор. Это логично и удобно, поскольку прямо соответствует условиям применения этих СТК в двухтактных (полумостовых) схемах. По соображениям универсальности применения (баланс между величиной прямого падения напряжения на диоде, потерями при его обратном восстановлении и «мягкостью» переключения, а, главное — достижением приемлемой себестоимости диода в сравнении с чипом IGBT), в Co-pak используют хотя и достаточно качественные, но все же далеко не рекордные по быстродействию диоды. Это практически единственная причина того, что значения Wвкл, приводимые в документации на серийные IGBT, выглядят довольно слабо в сравнении с рекламными материалами изготовителей дорогих MOSFET, особенно карбид-кремниевых. Последние испытываются совместно с SiC диодами Шоттки (ДШ), обеспечивающими в актуальных режимах выигрыш в 5…10 раз по важнейшему параметру Iобр вос (см. рисунок 5), по сравнению с лучшими быстровосстанавливающимися кремниевыми диодами на номинальное блокируемое напряжение 1200 В, применяемыми совместно с IGBT. Но карбид-кремниевые ДШ и стоят на порядок дороже! Если в реальном преобразователе стоит задача принципиального уменьшения Wвкл, более дешевым может оказаться применение соответствующей ЦФТРТ, радикально облегчающей включение СТК и обеспечивающей выигрыш по потерям энергии в 5…50 раз по сравнению с жесткой коммутацией [11].

Из рассмотрения рисунка 5 можно получить качественные зависимости потерь Wвкл от основных параметров режима коммутации. Полагая, что замыкающий диод имеет примерную зависимость максимума тока обратного восстановления Iобр вос =K1*((dIк/dt)вкл стк)0,5, что достаточно типично и соответствует поведению диодов, применяемых, например, в Co-pak IGBT IR седьмого поколения на напряжение 1200 В, после упрощений получим приблизительно Wвкл=(Iн/((dIк/dt)вкл стк)0,5+K1)2*(Uпит/2)*(1+K2*Uпит)

Параметр диода K1=(0,35…1,6)*10-3 (А*с)0,5 . Показатель степени в формуле зависимости Iобр вос от (dIк/dt)вкл стк для некоторых типов диодов может быть больше 0,5 (до 0,7…0,75). По величине Iобр вос при (dIк/dt)вкл стк=1 A/нс разница в свойствах кремниевых диодов, реально применяемых вместе с «быстрыми» IGBT, достигает 4…5 раз! Подробный анализ современного рынка быстродействующих силовых диодов выходит далеко за рамки настоящей статьи. Но надо отдавать себе отчет, что такое значительное различие в свойствах диодов существует, и что именно этот фактор оказывает доминирующее влияние на Wвкл СТК. Заметим, что даже худшие типы диодов, используемые в составе Co-pak IGBT, имеют многократно лучшие быстродействие и стойкость к быстрому нарастанию напряжения, чем паразитные диоды в структуре конкурирующих MOSFET. Даже специальные типы MOSFET, конструкция которых модифицирована и оптимизирована для улучшения параметров обратного восстановления встроенного диода (торговые марки FREDFET и т.п.), все еще ощутимо хуже, чем применяемые вместе с IGBT.

Параметр K2 не является константой, но это примерно постоянная для определенного диапазона режимов работы величина. Она сложным образом зависит от скорости переключения СТК (нарастания тока и спада напряжения) и паразитных параметров монтажа. В конечном итоге сомножитель (1+K2*Uпит) приводит к сверхлинейной зависимости потерь Wвкл от Uпит. Иногда ту же зависимость представляют в виде (Uпит/U0)а с показателем степени «а» 1…2. Для 1200 В Trench-FieldStop-IGBT производства Infineon указывается зависимость Wвкл пропорционально (Uпит)1,3…1,4 [11], для похожих приборов производства OnSemi а=1,5…1,9.

Вышеуказанная формула не претендует на высокую точность (хотя довольно хорошо соответствует паспортным значениям потерь включения различных IGBT для актуальных диапазонов значений тока нагрузки и скорости нарастания тока СТК), но позволяет в явной форме проследить влияние основных параметров режима работы. По соотношению между K1, Iн и (dIк/dt)вкл стк можно выделить два характерных диапазона. При малых (dIк/dt)вкл стк <<(Iн/K1)2 получаем Wвкл=(Uпит)а*(Iн)2/(2*(dIк/dt)вкл стк). Это соответствует слишком медленному включению СТК, большой величине потерь и квадратичной зависимости потерь от тока нагрузки. Такого режима стараются избегать путем выбора достаточно малого сопротивления в цепи затвора. Характерным является режим достаточно быстрого включения (dIк/dt)вкл стк≥(Iн/K1)2. Чем больше ток нагрузки и относительно хуже диод (больше значение K1), тем быстрее должен включаться СТК, чтобы потери в нем не стали чрезмерными. В этом режиме приблизительно Wвкл = (Uпит)а*(K12/2+(K1*Iн)/((dIк/dt)вкл стк)0,5). Параметр качества диода K1 прямо определяет величину потерь. При очень малом токе нагрузки потери при включении не зависят от Iн, а далее линейно растут вместе с током. Следовательно, по крайней мере для анализа на этапе сравнения различных типов СТК, зависимость потерь от режима работы обоснованно можно аппроксимировать в виде Wвкл =Uпит*Iн*tпот вкл, где tпот вкл — коэффициент потерь включения при жесткой коммутации, имеющий размерность времени. Помимо свойств замыкающего диода, он зависит от параметров в цепи затвора СТК и температуры. Напряжение включения («затвор — эмиттер») должно быть достаточным для надежного отпирания MOSFET-структуры, но ничего чрезвычайного не требуется. На потери оно влияет опосредованно, через ток в цепи затвора. Для IGBT производства IR седьмого поколения можно в широких пределах управлять скоростью включения СТК, выбирая величину сопротивления в цепи затвора в диапазоне 5…100 Ом. Соответственно, получаем (dIк/dt)вкл стк = 250…1500 А/мкс (чем меньше сопротивление, тем больше скорость переключения). Уменьшение Rзатв в указанном диапазоне позволяет снизить величину Wвкл почти вдвое. С другой стороны, повышенные значения сопротивления позволяют обойтись более дешевым драйвером управления СТК и уменьшить генерируемые преобразователем электромагнитные помехи. Зависимость потерь от величины Rзатв можно аппроксимировать в следующем виде:

Wвкл (при произв. Rзатв) = Wвкл (при Rзатв = 10 Ом)*(0,911+0,0089* Rзатв)

При подъеме температуры 25…150°С потери включения возрастают в темпе 0,4%/град, увеличиваясь в итоге в 1,64 раза. Это происходит, главным образом, вследствие ухудшения, по мере роста температуры, параметров обратного восстановления замыкающего диода, а не из-за включающегося IGBT. Если в схеме преобразователя использовать в качестве замыкающих диодов высококачественные дискретные приборы (не Co-pak с IGBT) на собственном теплоотводе и удерживать их температуру достаточно низкой, можно получить ощутимый выигрыш по Wвкл. Одновременно открывается возможность полноценно использовать высокую допустимую рабочую температуру для IGBT производства IR седьмого поколения (до 175°С) без оглядки на негативное влияние сильного нагрева на потери включения. Коэффициент потерь типичного представителя этой линейки — IRG7PH35UDPBF — при номинальном токе 20 А, температуре перехода 150°С, напряжении «затвор-исток» 15 В и сопротивлении в цепи затвора 10 Ом составляет tпот вкл = 135 нс.

На рисунке 6 показаны зависимости tпот вкл от Iн для актуальных современных СТК 12-го класса, являющихся представителями линеек быстродействующих IGBT производства IR, Infineon и APT (Microsemi), а также для высококачественного кремниевого MOSFET APT12057 и популярного карбид-кремниевого MOSFET CMF20120D (производства Cree). В широком диапазоне изменения Iн, tпот вкл остаются примерно постоянными или слегка возрастают в хорошем соответствии с теорией. Наблюдаемые на рисунке 6 различия в величине tпот вкл обусловлены разницей свойств диодов, используемых при испытаниях тех или иных СТК. На примере APT35GP120 можно оценить выигрыш (приблизительно в три раза) по потерям включения СТК, если заменить очень хороший кремниевый диод на идеальный (т.е. с нулевым Iобр вос).

 

 

Рис. 6. Зависимость tпот вкл от Iн для современных СТК*

Уникальным преимуществом IGBT производства IR является 100% тестирование всех приборов на величину Wвкл на ПСИ. Большинство других изготовителей IGBT приводят только типовые характеристики коммутационных потерь (только для некоторых новейших IGBT производства Microsemi и STM также осуществляется контроль динамических потерь на ПСИ). Это лишает разработчика преобразователя, применяющего IGBT, возможности оценить, какой режим СТК может быть в худшем случае и останется ли он в допустимых для прибора пределах. Еще сложнее ситуация для производителя: по-хорошему, он поставлен перед необходимостью организации собственного входного контроля этих параметров, причем остается неопределенность в установлении пороговых значений. Что делать, если значительное количество приборов будет отбраковано на входном контроле? Ведь нет даже формальных оснований для предъявления претензий изготовителю или поставщику СТК! Кроме того, если оговорены только типовые характеристики IGBT, исключена возможность отличить «правильные» приборы от подделок.

 

Потери при выключении СТК

При выключении СТК ток индуктивной нагрузки заряжает выходную емкость транзистора до напряжения Uпит и затем замыкается через шунтирующий диод. Спад тока в силовой цепи СТК происходит после завершения нарастания напряжения, причем IGBT, в отличие от MOSFET, имеет явно выраженный «хвост» тока — сравнительно небольшой по величине, но протекающий в течение длительного периода и медленно спадающий к нулю ток Iк. Он обусловлен процессами рассасывания заряда неосновных носителей в дрейфовой области IGBT. Поскольку «хвост» тока совпадает по времени с приложением к IGBT полного напряжения питания, его вклад в величину Wвыкл оказывается весьма значительным. Особенно сильно это проявляется при нагреве IGBT. NPT-IGBT, оптимизированные для высокочастотного применения, имеют относительно малую величину тока на участке «хвоста» (единицы процентов от Iн). Trench-FieldStop и, особенно, PT-IGBT имеют начальную величину «хвоста» до 20…50% от Iн, правда, он более короткий по времени. Из-за большого вклада «хвоста» в потери выключения PT-IGBT, они гораздо сильнее страдают от нагрева, чем NPT-IGBT.

Потери выключения сложным образом зависят от параметров режима работы преобразователя, но в первом приближении их удобно представить в виде Wвыкл = Uпит*Iн*tпот выкл, где tпот выкл, — коэффициент потерь выключения при жесткой коммутации, имеющий размерность времени. Фактических данных о зависимости потерь выключения современных СТК 12-го класса от Uпит немного. Исходя из характера процессов при выключении индуктивной нагрузки, показанных на рисунке 7, можно было бы ожидать небольшой рост tпот выкл от Uпит, особенно при малых Iн. Реально же, при напряжениях 400…800 В, tпот выкл либо почти не зависит от Uпит (например для APT35GP120, NGTB40N120), либо слабо уменьшается tпот выкл = (Uпит)-0,35 (IKW15N120H3).

 

Процессы при выключении СТК (стилизовано)

 

Рис. 7. Процессы при выключении СТК (стилизовано)

Зависимости tпот выкл от Iн для некоторых наиболее быстро выключающихся СТК 12-го класса представлены на рисунке 8. Потери соответствуют режиму работы Uпит = 800 В, Rзатв = 5 Ом, Tп = 125°C. «Команда» IGBT представлена сверхбыстрыми NPT-приборами. Также показаны характеристики быстродействующего кремниевого MOSFET и самого популярного на сегодняшний день карбид-кремниевого MOSFET (для него потери указаны при Rзатв = 7,5 Ом, поскольку из документации изготовителя не очевидно, допустимо ли его использовать при меньших сопротивлениях в цепи затвора). Даже заслуженный ветеран 5-го поколения IRGP20B120U, представленный более 12 лет тому назад, выглядит достаточно уверенно. IGBT, разработанные в последние годы, по потерям выключения в режиме жесткой коммутации практически не уступают специальным быстродействующим Si-MOSFET, или даже превосходят их (при больших токах Iн), а относительно SiС-MOSFET — проигрыш не превышает 1,5 раз! Важно отметить, что такие высокие характеристики выключения IGBT достигаются без существенного ухудшения параметров режима проводимости. Примечательно, что рост потерь новых IGBT с ростом температуры составляет всего 12…13% (при нагреве 25…125°С), что свидетельствует о радикальном решении проблемы «хвоста» тока. Итак, можно констатировать, что IGBT в своем совершенствовании практически нивелировали потенциальное преимущество MOSFET по Wвыкл (по крайней мере, среди СТК 12-го класса). Потери выключения, как правило, сверхлинейно растут с током нагрузки, особенно для MOSFET. Потери быстродействующих СТК сильно зависят от величины сопротивления в цепи затвора, что надо учитывать при их сравнении между собой (необходимо пересчитывать потери к одинаковому значению Rзатв) и при применении. Особенно чувствителен к Rзатв карбид-кремниевый MOSFET (потери выключения возрастают на 20% всего лишь при увеличении сопротивления Rзатв 7,5…11,8 Ом). Сильная зависимость коммутационных потерь от Rзатв косвенно свидетельствует об особо высоких требованиях этих СТК к параметрам монтажа для удержания значения Wвыкл на уровне, близком к указанному в технической характеристике.

 

Зависимость tпот выкл от Iн для лучших по этому параметру современных СТК*

 

Рис. 8. Зависимость tпот выкл от Iн для лучших по этому параметру современных СТК*

Сравнивая рисунки 6 и 8, можно видеть, что типичные значения потерь включения СТК значительно больше, чем выключения (при РНТ, жесткой коммутации, использовании кремниевого замыкающего диода адекватной стоимости). В этих условиях рекордно высокие характеристики Wвыкл могут не дать заметного выигрыша по токонесущей способности и частотному потенциалу СТК. Поэтому также широко востребованы IGBT, у которых баланс характеристик смещен в сторону достижения меньшего падения напряжения в режиме проводимости ценой некоторого ухудшения потерь выключения (примерно до уровня, равного или чуть лучше, чем Wвкл). На рисунке 9 показаны зависимости tпот выкл от Iн для некоторых представителей линеек высококачественных PT-IGBT и Trench-FieldStop-IGBT производства IR (7-ое поколение), Infineon и APT.

 

Зависимость tпот выкл от Iн для современных IGBT*

 

Рис. 9. Зависимость tпот выкл от Iн для современных IGBT*

 

Приборы других производителей (IXYS, Fairchild, STM, OnSemi, Renesas, Toshiba) имеют похожие или, чаще, несколько худшие характеристики. Для наглядности на рисунке 9 показаны также зависимости для сверхбыстрых NPT. Режим, при котором происходит сравнение, тот же, что на рисунке 8. Для IGBT, у которых максимально допустимая температура составляет 175°C (IRG7PH35U и IKW15N120H3), потери представлены при Tп = 150°C. Как видно, параметр tпот выкл для многих актуальных типов IGBT остается примерно постоянным в широком диапазоне изменения тока нагрузки, что свидетельствует об адекватности представления Wвыкл в виде Uпит*Iн*tпот выкл, по крайней мере, для целей обобщенного сравнения различных СТК между собой.

Чем больший вклад в величину Wвыкл вносит «хвост», тем сильнее проявляется ее температурная зависимость. Для NPT-IGBT, оптимизированных на минимум коммутационных потерь, типичен рост Wвыкл в 1,3…1,4 раза в диапазоне 25…125°C. В новейших разработках удается уложиться даже в 13%. Для быстродействующих Trench-FieldStop-IGBT при нагреве от 25 до 175°C потери выключения возрастают вдвое. У PT-IGBT они увеличиваются с температурой быстрее всего. Например, для APT35GP120 рост температуры всего лишь до 125°C увеличивает Wвыкл в 2,5…2,6 раза (относительно 25°C). Степень влияния Rзатв на потери выключения проявляется у различных IGBT неодинаково. Некоторые могут эффективно работать при достаточно большом сопротивлении (IKW15N120H3 увеличивает потери менее, чем на 10%, в диапазоне значений Rзатв 10…50 Ом). Большинство IGBT все же предпочтительно для применения с хорошими драйверами, поскольку рост Wвыкл при переходе 5…50 Ом составляет от 30% до 2,4 раз. Но, в любом случае, IGBT, благодаря меньшей емкости и большей крутизне, гораздо более толерантны к повышенным значениям Rзатв, чем MOSFET. Например, у быстродействующего MOSFET APT12057 в диапазоне изменения Rзатв 5…50 Ом потери выключения увеличиваются в 7,5…8 раз!

Преимущества IGBT от IR в части наличия гарантий на величину динамических потерь и выгоды, которые они обеспечивают разработчикам и изготовителям устройств преобразовательной техники, указанные при обсуждении Wвкл, в полной мере относятся и к Wвыкл. Дополнительно следует отметить, что относительно часто подделки IGBT заключаются в перемаркировке приборов, предназначенных для низкочастотных применений, на как бы более высокочастотные типы. Последние сложнее в производстве и, в целом, дороже. В этом заключается интерес мошенников. К тому же, низкочастотные версии IGBT имеют меньшее прямое падение напряжения — параметр, по которому проверяют СТК при упрощенном входном контроле, что делает подделку привлекательной. Они могут иметь меньший размер чипа и все равно укладываются в нормы по Uкэ пров. А то, что такие приборы имеют многократно большие коммутационные потери (в первую очередь — Wвыкл), остается незамеченным и выявится только в процессе производства преобразователей. Важно, что отсутствие проверки динамических потерь на ПСИ изготовителем и, соответственно, установления их граничных значений в худшем случае, исключает возможность отличить заведомый контрафакт от просто неудачной партии легальной продукции. Обсуждение возникающих при этом коллизий далеко выходит за рамки этой статьи.

Вследствие паразитных параметров приборов и монтажа при жестком выключении СТК, несмотря на наличие замыкающего диода, возникает кратковременный выброс напряжения, существенно превышающий Uпит. Для надежной работы IGBT импульс перенапряжения не должен превышать значения номинального блокируемого напряжения прибора. Если транзистор имеет гарантии по стойкости к лавинному пробою, можно допускать меньший запас по напряжению. К сожалению, лишь немногие типы современных IGBT могут выдерживать лавинный пробой (в то же время все MOSFET — лавиностойкие до энергий порядка сотен миллиджоулей). Величина перенапряжения определяется скоростью уменьшения тока коллектора при выключении (dIк/dt)выкл стк и полной индуктивностью цепи ограничения напряжения. В свою очередь, (dIк/dt)выкл стк зависит от величины отключаемого IGBT тока Iн и параметров в цепи управления (сопротивление Rзатв и запирающее напряжение Uзэ). Влияет даже длительность интервала проводимости IGBT перед выключением: если он очень короткий, то дырки не успевают накопиться в дрейфовой N-области и последующее выключение тока происходит более энергично, вызывая большее перенапряжение [11]. Чем быстрее выключается IGBT (что важно для уменьшения потерь), тем больше выброс Uкэ. Ситуация усугубляется по мере увеличения значений токов, с которыми приходится работать IGBT: уменьшить индуктивность ниже 15…20 нГн практически нереально, а (dIк/dt)выкл стк растет вместе с Iн. Самым тяжелым является режим отключения тока КЗ. Для модулей IGBT, работающих с токами в сотни ампер, приходится значительно уменьшать значение допустимого напряжения Uпит по сравнению с номинальным блокируемым напряжением (например, до 800 В для 1200 В IGBT) [11], или использовать чипы, оптимизированные на «мягкость» выключения, даже в ущерб величине потерь при этом [8,11]. Кроме того, используют специальные алгоритмы управления при отключении КЗ, ограничивающие (dIк/dt)выкл стк и, в конечном итоге, величину перенапряжения [11]. Дискретные IGBT не так сильно подвержены этим проблемам (меньше токи и меньше размеры), но для простоты и удобства применения, а также для снижения уровня электромагнитных помех, создаваемых преобразователем, мягкое выключение за счет плавного уменьшения Iк важно и для этого класса приборов. Такими свойствами обладает, например, линейка 1200 В IGBT седьмого поколения от IR [12]: при жесткой коммутации номинального тока выброс напряжения не превышает 100 В над напряжением питания. Примечательно, что мягкость выключения этих СТК достигается без серьезного ущерба по величине потерь Wвыкл.

 

Целевые области применения IGBT

Рассмотрев современное состояние конкуренции различных типов приборов в качестве СТК 12-го класса, можно попробовать дать оценку их целевых областей применения. Краткое резюме: по Uкэ пров у IGBT серьезное преимущество над MOSFET, по потерям при включении — примерный паритет, по потерям выключения — от паритета до многократного проигрыша (имеется широкий выбор различных модификаций IGBT, предлагающих варианты компромисса характеристик потерь в режиме проводимости и при переключениях; при необходимости стойкости IGBT к КЗ, можно без проблем подобрать соответствующие приборы). По удельной себестоимости производства IGBT несколько дороже «обычных» кремниевых MOSFET и кратно дешевле, чем Superjunction-MOSFET (особенно, если рассматривать приборы высоких классов напряжения, поскольку для IGBT сложность изготовления слабо зависит от номинального напряжения, а для Superjunction-MOSFET линейно растет с напряжением).

При низкой частоте переключения выбор определяется исключительно сравнением потерь в режиме проводимости. Для этого применения граница раздела между IGBT и MOSFET в настоящее время находится примерно на напряжениях Uблок ном = 300…600 В. Неопределенность оценки обусловлена возможными особенностями режимов работы (скважность включения СТК, ПВ преобразователя, отношение импульсного тока к среднему значению и т.д.), критериев при сравнении (минимум цены, минимум потерь и т.д.) и незаполненностью конкурирующих линеек приборов. В этом противостоянии в «команде» MOSFET на первые роли постепенно вышли Superjunction-приборы.

Если частота работы СТК достаточно велика, чтобы динамическими потерями нельзя было пренебречь, то выбор прибора на максимум токонесущей способности при заданной частоте переключений СТК Fк производится по минимуму критерия:

Kпот = (D/Uпит)*Uкэ пров+(tпот вкл+tпот выкл)*Fк,

где Kпот — комплексный безразмерный критерий потерь;

D — коэффициент заполнения периода работы СТК режимом проводимости.

Для MOSFET вместо Uкэ пров используем выражение Rси*Iэфф*(Iэфф/Iн), где Iэфф — эффективное значение тока через MOSFET на интервале проводимости (задаваясь при этом примерными значениями Iэфф и Iн; в любом случае, процесс сравнения и выбора СТК носит итерационный характер).

Среди 1200 В IGBT уже имеются приборы, которые могут по величине (tпот вкл+tпот выкл) не уступить лучшим MOSFET. Следовательно, по токонесущей способности они в принципе конкурентоспособны на сколь угодно высоких частотах Fк. Другое дело, что при Fк >>(D*Uкэ пров)/(Uпит*(tпот вкл+tпот выкл)) преимущество IGBT по Uкэ пров полностью обесценивается и выбор в пользу MOSFET может быть обусловлен такими факторами, как:

  • более полная линейка MOSFET по Uблок ном в диапазоне до 1200В;
  • зачастую меньшая цена MOSFET из-за более простого техпроцесса изготовления или больших объемов выпуска;
  • лучшая стойкость MOSFET к перегрузкам (перенапряжения выше Uблок ном с небольшой энергией, внутренние неисправности в преобразователе, внешние КЗ и их отключение);
  • в целом лучшая «восприимчивость» MOSFET к выгодам от мягкой коммутации [11];
  • меньшая опасность встретить искусную подделку, особенно в части коммутационных потерь;
  • предрассудки и мифы в отношении IGBT.

Поэтому целесообразная область применения IGBT все же соответствует диапазону частот Fк ≤(0,5…1)*(D*Uкэ пров)/(Uпит*(tпот вкл+tпот выкл)). Для IGBT 12-го класса (при жесткой коммутации и РНТ) это соответствует частотам до 10 кГц (быстродействующие PT-IGBT и Trench-FieldStop-IGBT) и до 20…25 кГц (ультрабыстрые NPT-IGBT). Даже для карбид-кремниевого MOSFET рациональная область частот в этих условиях ограничена всего лишь 40 кГц. Использование СТК на сравнительно невысоких частотах и, соответственно, преобладание в общем балансе потерь Pпров, помимо возможности увеличения рабочего тока преобразователя, предпочтительно по следующим соображениям:

  • потери Pпров лучше нормированы и проверены при производстве СТК, нежели динамические;
  • Pпров проще контролировать при изготовлении и эксплуатации преобразователя;
  • они имеют значительно меньшую дисперсию, чем динамические потери (для Uкэ пров или Rси обычное отношение максимально возможного значения к типовой величине составляет 1,2…1,25, в то время как для коммутационных потерь- там, где наихудшие значения вообще нормируются,- это отношение достигает 1,4…2);
  • у IGBT Pпров имеет значительно меньший температурный коэффициент, чем для динамических потерь (как указывалось выше, на примере APT35GP120, температурный коэффициент потерь выключения может достигать +1%/град и это еще не самый худший случай; если коммутационные потери дают основной нагрев прибора, легко можно попасть на электротепловой саморазгон СТК с как бы беспричинными, «необъяснимыми» отказами).

Для СТК на Uблок ном = 600 В область частот эффективного применения существенно шире, чем для приборов на 1200 В (вдвое меньше Uпит, ощутимо меньше (tпот вкл+tпот выкл), несущественно меньше Uкэ пров — итого выигрыш по приемлемым значениям Fк в 2…3 раза, с возможностью работать вплоть до 50…100 кГц). Наоборот, для СТК с Uблок ном ≥1700 В приходится мириться с необходимостью использовать их только на сравнительно низких частотах.

При применении в целесообразном для себя диапазоне частот, IGBT по всем критериям эффективнее MOSFET: может нести больший ток, имеет меньшие потери, дешевле, предъявляет более легкие требования к драйверу.

Определенно предпочтительная область применения IGBT — двухтактные импульсные усилители мощности (полумосты, стойки) с жесткой коммутацией и РНТ (для них обеспечить мягкую коммутацию в общем случае значительно труднее, чем в однотактных схемах). Конкурирующие с IGBT MOSFET имеют весьма разочаровывающие характеристики встроенных (паразитных) диодов. Помимо медленного восстановления блокирующих свойств после протекания через них прямого тока и малой стойкости к быстрому нарастанию напряжения, эти диоды крайне сложно эффективно зашунтировать внешним, параллельно включенным им диодом. Практически не остается ничего другого, как отсекать весь MOSFET последовательно включенным с ним низковольтным ДШ (встречно паразитному диоду MOSFET) и уже параллельно этой цепочке силовых приборов подключать быстровыключающийся замыкающий диод. Понятно, что ни по потерям в режиме проводимости, ни по стоимости, ни по паразитным параметрам монтажа такой гибрид не может конкурировать с Co-pak IGBT. В некоторых случаях, при сравнительно невысокой рабочей частоте и пограничных значениях напряжения (Uблок ном ≤500…600 В, Uпит ≤400 В), более-менее конкурентоспособными могут быть MOSFET с улучшенными свойствами паразитного диода, но при больших напряжениях безраздельно царствуют IGBT. Ориентировочные характеристики инвертора напряжения, реализованного на основе 1200 В Co-pak IGBT седьмого поколения производства IR IRG7PH42UD, работающего при напряжении питания Uпит = 2*400 В и частоте ШИМ Fк = 20 кГц, приведены в [12]. Инвертор имеет приемлемые потери в СТК (вместе с замыкающими диодами) вплоть до нагрузок 20 А (эфф)*230 В = 4,6 кВ*А (на фазу). При этом, в структуре потерь преобладают динамические, т.е., по-хорошему, следует понизить частоту ШИМ до обычных для электроприводов значений 4…8 кГц.

 

Пример сравнения СТК 12 класса в реальной схеме

Всегда интересно, помимо абстрактных оценок, «пощупать», какие характеристики могут быть получены при использовании сравниваемых приборов в той или иной реальной схеме применения. Чтобы результаты были наглядными, целесообразно рассматривать простую в расчетном отношении схему. В то же время она должна быть, по возможности, актуальной для обсуждаемых СТК.

Как отмечалось выше, предпочтительный частотный диапазон применения IGBT 12-го класса при жесткой коммутации ограничивается пределами 10…20 кГц. Для многих преобразователей требуемая частота переключений значительно выше: либо вследствие особенностей решаемой ими задачи, либо по соображениям улучшения массогабаритных и стоимостных показателей реактивных компонентов. Работа на повышенных частотах значительно проще для СТК с Uблок ном = 500…600 В, нежели 1200 В. Но они могут использоваться только до напряжения Uпит ≤400…450 В, причем, при любых перенапряжениях в сети должно с запасом выполняться условие Uблок ном ≥ Uпит макс. Поэтому в случае питания преобразователя от трехфазной сети переменного тока номинальным напряжением 400 В (эфф.) представляет интерес двухступенчатое преобразование энергии (рисунок 10).

 

Упрощенная схема стабилизирующего понижающего импульсного регулятора напряжения (ИРН) для питания различных нагрузок мощностью до нескольких кВт от трехфазной сети 380 В

 

Рис. 10. Упрощенная схема стабилизирующего понижающего импульсного регулятора напряжения (ИРН) для питания различных нагрузок мощностью до нескольких кВт от трехфазной сети 380 В

 

На первой ступени пульсирующее напряжение, после трехфазного мостового выпрямителя, преобразуется понижающим ИРН до стабилизированного уровня Uвых = 300 В. Будем полагать рабочий (расчетный) диапазон входного напряжения ИРН равным 400…600 В. Вне этого диапазона преобразователь длительно не работает, или же система управления настолько ограничивает мощность, что величина потерь СТК становится заведомо меньше, чем в рабочем диапазоне напряжений. Полагаем также, что имеется подсистема ограничения напряжения на шинах (при перенапряжениях в питающей сети), обеспечивающая выполнение условия Uпит макс ≤ Uблок ном = 1200 В и умеренную скорость нарастания Uпит при перенапряжении (на рисунке 10 не показана). Двухкратный запас по Uблок ном СТК относительно максимального рабочего напряжения питания обеспечивает не слишком обременительные требования к ограничителю перенапряжений (использование СТК более низких классов — даже лавинностойких — вызовет серьезное усложнение «ограничителя» с соответствующим ростом его стоимости). Полагаем, что система управления СТК надежно выключает его при опасном повышении Uпит задолго до достижения Uкэ имп = Uблок ном. Значения рабочего диапазона по Uпит и выходного Uвых напряжений ИРН намеренно выбраны «круглыми»: для прозрачности расчетов и чтобы подчеркнуть, что это все-таки пример, а не полноценный проект, хотя они довольно близко соответствуют реальным требованиям. Вторая ступень преобразователя (на рисунке 10 не показана) питается от стабилизированного напряжения 300 В и без проблем реализуется на СТК 5…6 классов, что позволит ей работать на частотах до 100 кГц даже при жесткой коммутации. Конденсатор на шинах Uпит (скорее всего, пленочный полипропиленовый) должен обеспечивать импульсный ток, потребляемый ИРН, но от него не требуется сглаживание пульсаций частотой 300 Гц.

Процессы, протекающие в ИРН при крайних значениях рабочего диапазона напряжений Uпит, показаны на рисунке 11.

  

Рис. 11. Процессы в ИРН: а) при Uпит = 400 В; б) при Uпит = 600 В

 

ИРН работает на частоте ШИМ Fк. Средний ток дросселя L1 равен Iн ср. Соответственно, выходная мощность ИРН равна (Uвых*Iн ср). СТК (VT1) открыт в течение времени tпров =Uвых/(Uпит*Fк). За это время ток дросселя возрастает на DIL = Uвых*(1-Uвых/Uпит)/(Fк*L1). В момент очередного включения СТК ток дросселя минимален: Iвкл стк = Iн ср-(DIL)/2. Максимальный ток протекает через дроссель в момент выключения СТК Iвыкл стк = Iн ср+(DIL)/2. Соответствующие значения Iвкл стк и Iвыкл стк используются при расчете коммутационных потерь Wвкл и Wвыкл. Статические потери СТК максимальны при минимальном Uпит, поскольку при этом транзистор дольше проводит ток. Динамические потери СТК в общем случае больше при максимальном Uпит, поскольку они пропорциональны Uпит, иногда даже сверхлинейно. Впрочем, для ключей, у которых (в комбинации с определенным типом замыкающего диода VD1) tпот вкл >> tпот выкл, возможен любопытный эффект: если отношение (tпот вкл/tпот выкл) превышает пороговое значение (2*Uвых+Iн ср*Fк*L1)/(2*Uвых-Iн ср*Fк*L1), то суммарные динамические потери СТК не растут, а уменьшаются при увеличении Uпит, поскольку приближение Iвкл стк к нулю ведет к опережающему выигрышу по Wвкл. Чем больше относительные пульсации тока дросселя DIL в сравнении со средним значением Iн ср, т.е. чем сильнее РНТ приближается к границе с РПТ, тем явственнее проявляется эффект. Это — общая закономерность, в предположении, что коэффициенты потерь tпот вкл и tпот выкл не зависят от тока (см. рисунки 6, 8 и 9).

Характеристики ИРН (рисунок 10) с различными СТК 1200 В представлены в таблице 1.

Таблица 1. Характеристики ИРН с различными СТК 1200 В   

Наименование Технология Rт к-р+Rт р-ос, К/Вт Tп расч, °C Pстк, Вт Fк гр, кГц (Iн ср) тип на частоте, А (Iн ср) худш, А
Fк<<Fк гр Fк=Fк гр 20 кГц Fк<<Fк гр 20 кГц
IRG7PH35UD Trench-FS-IGBT   0,4+1   150   52,4   6,7   28   21   14   25   11,7  
IKW15N120H3 Trench-FS-IGBT   0,4+1   150   52,4   10,9   21   18   13,5   19   Нет
гарантий  
IRGP20B120UD Ultrafast NPT-IGBT   0,4+1   125   46,7   16   17   14   12,5   15,5   10,7  
APT35GP120 Ultrafast PT-IGBT   0,3+0,5   125   82,5   11,5   36   30,5   24   32   Нет
гарантий  
APT12057 Ultrafast Si-MOSFET   0,25+0,4   125   102,4   57   17   15   16   15   Примерно 14  
CMF20120D SiC-MOSFET   0,25+0,4   110   55,6   47   29   24,5   23   26   Примерно 21  
STW6N120K3 SJ-MOSFET   0,5+1,5   125   30   Примерно 100   2,9   Примерно 2,6   Примерно 2,8   2,7   Примерно 2,5  
Примечания к таблице:

  • Условия применения: Uзэ(Uзи) = 15 В/0; Rзатв = 5 Ом (или Rзатв = минимум, для тех СТК, у которых это значение больше 5 Ом); Tос = 40°C- температура окружающей среды, в которую отводится выделяемое СТК тепло;
  • Rт к-р- тепловое сопротивление между корпусом СТК и радиатором;
  • Rт р-ос- тепловое сопротивление между радиатором и окружающей средой (тепловые сопротивления выбраны из соображений адекватной стоимости подсистемы охлаждения относительно цены собственно СТК; для более дорогих СТК приняты несколько лучшие значения тепловых сопротивлений, поскольку это технически реализуемо и улучшает интегральные характеристики преобразователя);
  • Tп расч = (Tп макс доп- 25°C)- расчетная температура СТК в наиболее тяжелом режиме при продолжительной работе;
  • Pстк = (Tп расч-Tос)/(Rт п-к+Rт к-р+Rт р-ос) — полная мощность, рассеиваемая СТК в наиболее тяжелом режиме при продолжительной работе;
  • Fк гр- граничная частота коммутации СТК, при которой статические и динамические потери равны между собой;
  • (Iн ср)тип- среднее значение выходного тока ИРН с данным СТК при определенной частоте (расчет по типовым параметрам СТК);
  • (Iн ср)худш- среднее значение выходного тока ИРН с данным СТК при определенной частоте (расчет по гарантируемым в худшем случае параметрам СТК).

 

IGBT седьмого поколения производства IR

International Rectifier имеет, пожалуй, наибольший опыт разработки и производства высококачественных IGBT, который воплотился в создание приборов 7-го поколения. Наибольший интерес среди них представляют две серии IGBT 12-го класса. Они изготовлены по наиболее прогрессивной на сегодняшний день технологии обработки особо тонких пластин кремния, имеют Trench-MOSFET-структуру и оптимизированный профиль легирования кристалла FieldStop [12]. Это обеспечивает хороший баланс характеристик приборов как в режиме проводимости тока, так и при переключениях. Все важнейшие характеристики СТК подвергаются 100% контролю на ПСИ, причем установлены достаточно жесткие нормы годности. В завершении испытаний все приборы проверяются на отключение тока коллектора, вчетверо превышающего Iк ном при напряжении ограничения Uкэ огр = 960 В. Такой жесткий тест способны пройти только реально качественные приборы, не имеющие каких-либо слабых мест в своей конструкции [12]. В отличие от большинства конкурентов, компания International Rectifier выделила IGBT, имеющие нормированную стойкость к КЗ в цепи нагрузки, в самостоятельную линейку приборов. Если по смыслу применения IGBT «близкое» короткое замыкание маловероятно (последовательно с СТК включен дроссель, ограничивающий скорость изменения тока до безопасных значений, которые без проблем отрабатываются штатным контуром регулирования тока), рекомендуется применять серию U. По сравнению с приборами серии K10, выдерживающими КЗ в течение, по крайней мере, 10 мкс при Uкэ = 600 В и Tп = 150°C, IGBT из линейки U имеют на 300 мВ меньшее прямое падение напряжения при паритете по коммутационным свойствам [12]. Выигрыш на 15% — серьезный бонус для пользователя! Серия K10 предназначена, преимущественно, для применения в электроприводах. Uкэ пров IGBT 7-го поколения на 1200 В имеет, при токах порядка Iк ном, небольшой положительный температурный коэффициент. Он не сильно увеличивает потери режима проводимости при нагреве, совершенно безопасен в отношении электротеплового разгона, но эффективно обеспечивает симметрирование режимов работы при параллельном включении нескольких приборов. Старшие модели серий отличаются весьма большими значениями рабочих токов. Например, IRG7PSH73K10 в корпусе Super247 имеет номинальный ток 75 А и может конкурировать со значительно более дорогими модульными IGBT или заменять несколько параллельно включенных дискретных приборов. Повышение предельно допустимой температуры кристалла IGBT 7-го поколения — до 175°C (у большинства конкурентов только 150°C) очень эффективно (на 20…30%) увеличивает допустимую рассеиваемую мощность приборов, их токонесущую способность и частотный потенциал. Использование тонких чипов уменьшило тепловое сопротивление между наиболее горячей областью кристалла и медным основанием прибора, а также снизило термомеханические напряжения в конструкции, что улучшает стойкость этих IGBT при циклических режимах нагружения. Новинкой является модификация исполнения чипов IGBT 7-го поколения с двухсторонним отводом тепла и электрическим присоединением медными «шинками» (вместо обычно применяемых проволочек). Циклостойкость таких приборов исключительно высока. Большинство СТК предлагается как в виде одиночных IGBT, так и Co-PACK, совместно с быстровосстанавливающимися диодами. Основные характеристики IGBT седьмого поколения производства International Rectifier представлены в таблице 2.

Таблица 2. IGBT седьмого поколения производства International Rectifier   

< td style="width: 12%; height: 16px" valign="middle">TO247AD  

Наименование Uкэк,В Корпус Схема прибора Рекомен-дуемый час-тотный диа-пазон приме-нения, кГц Iк макс доп, А при Ткорп=100°С Uкэ откр, В при Тп=25°С (макс.)
IRG7I313U 330   TO220FP   IGBT   8…30   10   1,45  
IRG7P313U 330   TO247AC   IGBT   8…30   20   1,45  
IRG7R313U 330   DPAK   IGBT   8…30   20   1,45  
IRG7S313U 330   D2PAK   IGBT   8…30   20   1,45  
IRG7I319U 330   TO220FP   IGBT   8…30   15   1,45  
IRG7S319U 330   D2PAK   IGBT   8…30   20   1,43  
IRG7IA13U 360   TO220FP   IGBT   8…30   10   1,52  
IRG7RA13U 360   DPAK   IGBT   8…30   20   1,52  
IRG7IA19U 360   TO220FP   IGBT   8…30   15   1,52  
IRG7PA19U 360   TO247FP   IGBT   8…30   26   1,52  
IRG7IC18FD 600   TO220FP   IGBT+диод   1…8   7,5   1,85  
IRG7IC20FD 600   TO220FP   IGBT+диод   1…8   8   1,85  
IRG7IC23FD 600   TO220FP   IGBT+диод   1…8   9   1,85  
IRG7IC28U 600   TO220FP   IGBT   8…30   12   1,95  
IRG7PC28U 600   TO247FP   IGBT   8…30   33   1,95  
IRG7IC30FD 600   TO220FP   IGBT+диод   1…8   12   1,85  
IRG7RC07SD 600   DPAK   IGBT+диод   0…1   8,5   1,5  
IRG7RC10FD 600   DPAK   IGBT+диод   1…8   9   1,85  
IRGP4266 650   TO247AC   IGBT   0…1   90   2,1  
IRGP4266-E 650   TO247AD   IGBT   0…1   90   2,1  
IRGP4263 650   TO247AC   IGBT   8…30   60   2,1  
IRGP4263-E 650   TO247AD   IGBT   8…30   60   2,1  
IRG7PH28UD1 1200*   TO247AC   IGBT+диод   8…30   15   2,3  
IRG7PH28UD1M   1200*   TO247AD   IGBT+диод   8…30   15   2,3  
IRG7PH30K10 1200   TO247AC   IGBT   4…20   23   2,35  
IRG7PH30K10D 1200   TO247AC   IGBT+диод   4…20   16   2,35  
IRG7PH35U 1200   TO247AC   IGBT   8…30   35   2,2  
IRG7PH35U-E 1200   IGBT   8…30   35   2,2  
IRG7PH35UD 1200   TO247AC   IGBT+диод   8…30   25   2,2  
IRG7PH35UD-E 1200   TO247AD   IGBT+диод   8…30   25   2,2  
IRG7PH35UD1 1200*   TO247AC   IGBT+диод   8…30   25   2,2  
IRG7PH35UD1-E 1200*   TO247AD   IGBT+диод   8…30   25   2,2  
IRG7PH35UD1M 1200*   TO247AD   IGBT+диод   8…30   25   2,2  
IRGPH42U   1200   TO247AC   IGBT   8…30   60   2,0  
IRGPH42U-E   1200   TO247AD   IGBT   8…30   60   2,0  
IRGPH42UD   1200   TO247AC   IGBT+диод   8…30   45   2,0  
IRGPH42UD-E   1200   TO247AD   IGBT+диод   8…30   45   2,0  
IRGPH42UD1   1200*   TO247AC   IGBT+диод   8…30   45   2,0  
IRGPH42UD1-E   1200*   TO247AD   IGBT+диод   8…30   45   2,0  
IRGPH42UD1M   1200*   TO247AD   IGBT+диод   8…30   45   2,0  
IRG7PH46U 1200   TO247AC   IGBT   8…30   75   2,0  
IRG7PH46U-E   1200   TO247AD   IGBT   8…30   75   2,0  
IRG7PH46UD 1200   TO247AC   IGBT+диод   8…30   57   2,0  
IRG7PH46UD-E   1200   TO247AD   IGBT+диод   8…30   57   2,0  
IRG7PH50U 1200   TO247AC   IGBT   8…30   90   2,0  
IRG7PH50U-E 1200   TO247AD   IGBT   8…30   90   2,0  
IRG7PH50K10D 1200   TO247AC   IGBT+диод   4…20   50   2,4  
IRG7PH50K10D-E 1200   TO247AD   IGBT+диод   4…20   50   2,4  
IRG7PSH50UD 1200   TO247AA   IGBT+диод   8…30   70   2,0  
IRG7PSH73K10 1200   TO247AA   IGBT   4…20   130   2,3  
* — допускает повторяющиеся импульсные перенапряжения до 1300 В.  

 

Литература

1. Источники вторичного электропитания/ С.С. Букреев, В.А.Головацкий, Г.Н.Гулякович и др.; Под ред. Ю.И.Конева//1983-280с.

2. Шерстюк В. Транзисторные ключи для устройств силовой электроники — IGBT, MOSFET, а может быть биполярный транзистор.//Электронные компоненты, № 2, с. 59-65, №3, с. 47-51, №4, с. 62-66, 2001.

3. IGBT Characteristics. Application Note AN-983. IR, 2012.

4. Воронин П.А. Силовые полупроводниковые ключи: семейства, характеристики, применение//Додека, 2005, 384 с.

5. Dubhashi A., Pelly Br. IGBTs vs HEXFET power MOSFETs for variable frequency motor drives. Application Note AN-980. IR, 1992.

6. Kiraly L. 500V IGBTs replace MOSFETs at lower cost. Design Tip DT93-3. IR, 1993.

7. Blake C. and Bull Ch. IGBT or MOSFET: Choose Wisely. IR,1999.

8. Линдер С. Силовые полупроводниковые приборы//АББ Ревю, №4, 2006, с. 34-39 и №1, 2007, с. 62-66.

9. Hancock J., Stueckler Fr., Vecino-Vazquez E. CoolMOStmC7 technology and design guide. Application Note AN-2013-04. Infineon, 2013.

10. Managing the best in class MDmeshTMV and MDmeshTMII superjunction technologies: driving and layout key notes. Application note AN3994. STM,2011.

11. Wintrich A., Ulrich N., Reimann T., Tursky W. Application manual power semiconductors. Semikron, 2010, 464 с.

12. Chou W. Ultra-fast 1200V IGBTs reduce switching and conduction losses.//Power Electronics, 31.08.2011.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail: power.vesti@compel.ru

Наши информационные каналы

Теги: ,
Рубрики: