№9 / 2014 / статья 6

Применение IGBT седьмого поколения IR в резонансных схемах

Алексей Попов, Сергей Попов (г. Воронеж)

Для однотактных преобразователей с параллельным резонансным контуром, используемых в индукционных нагревателях бытового назначения (кухонные электроплиты) и промышленного (индукционная сварка и плавка металлов) требуются IGBT и обратные диоды со специфическим комплексом свойств, отличающимся от стандартных характеристик для преобразователей с жесткой коммутацией. Значительное преимущество в этих условиях показывают IGBT седьмого поколения производства компании International Rectifier.

Основное направление развития преобразовательной техники – увеличение плотности преобразуемой (полезной) мощности. Необходимыми условиями для этого являются повышение частоты, на которой происходит преобразование, и увеличение КПД. Последнее необходимо, чтобы обеспечить приемлемые тепловые режимы наиболее нагруженных силовых компонентов. Одними из важнейших компонентов преобразователя, определяющими его достижимые функциональные характеристики и параметры качества, являются силовые транзисторные ключи (СТК). В настоящее время в преобразователях с питанием от сети переменного тока, проектируемых из расчета минимальной себестоимости, наиболее широкое применение в качестве СТК получили кремниевые IGBT [1]. Они обеспечивают меньшие статические потери, чем высоковольтные кремниевые MOSFET, при достаточно высокой плотности тока. Важно, что с увеличением класса IGBT по блокируемому напряжению, падение напряжения на нем в режиме проводимости растет незначительно. Благодаря этому даже у высоковольтных IGBT при достаточно низкой частоте преобразования сохраняется высокая токонесущая способность, а доля статических потерь СТК в КПД преобразователя, определяемая преимущественно отношением UКЭ пров/UКЭ макс доп, с ростом класса IGBT имеет тенденцию к уменьшению. К сожалению, коммутационные потери, которые для IGBT, в общем случае, больше, чем у конкурирующих MOSFET, быстро растут по мере увеличения класса IGBT по блокируемому напряжению. Большие коммутационные потери СТК в преобразователях уменьшают их токонесущую способность и ограничивают диапазон рациональных частот преобразования относительно невысокими значениями. При работе преобразователя с жесткой коммутацией в режиме непрерывного тока рациональные частоты применения наиболее быстродействующих IGBT с номинальным блокируемым напряжением 600 В ограничиваются приблизительно на уровне 50…100 кГц. Для IGBT 12 класса эта величина уменьшается до 10 кГц (быстродействующие PT-IGBT и Trench-FieldStop-IGBT) и до 20…25 кГц (ультрабыстрые NPT-IGBT). В случае применения еще более высоковольтных СТК приходится уменьшать частоту преобразования до единиц килогерц и даже сотен герц. Конечно, возможно применение IGBT и на более высоких частотах, чем указанные выше рациональные границы, но это приводит к значительному ухудшению их токонесущей способности и снижает КПД преобразователя.

Помимо применения новейших типов и классов СТК с улучшенными коммутационными характеристиками, для решения проблемы обеспечения приемлемой величины динамических потерь и возможности работы на достаточно высоких частотах целесообразен переход от режима жесткой коммутации к режиму мягкого переключения СТК [1, 2]. Для этого либо используют специальные цепи формирования траектории рабочей точки (ЦФТРТ) при переключении СТК (в координатах UКЭ, IК) [2, 3], либо обеспечивают резонансный характер процессов в силовых цепях преобразователей. При этом, благодаря переключению СТК при UКЭ ≈ 0 или при IК ≈ 0, энергия потерь переключения может быть радикально уменьшена по сравнению с режимом жесткой коммутации. Применение различных ЦФТРТ (несколько бессистемно объединяемых в англоязычной литературе термином «снаббер»), возможно в большинстве схем преобразователей и не слишком сильно изменяет режим работы компонентов силовой цепи, но обычно связано со значительными потерями энергии в этих ЦФТРТ. Фактически происходит перераспределение потерь из СТК в элементы ЦФТРТ. При этом общая величина потерь в преобразователе, как правило, не уменьшается или даже несколько увеличивается. Тем не менее, такие ЦФТРТ могут быть полезны и широко применяются, поскольку позволяют разгрузить по потерям СТК – обычно наиболее нагруженный компонент преобразователя, повысить его токонесущую способность и надежность работы, а также перейти к более высокой частоте коммутации и уменьшить генерируемые электромагнитные помехи. В некоторых случаях при значительном усложнении схем ЦФТРТ можно реализовать рекуперативный режим снаббера с малыми потерями энергии в нем и повышенным общим КПД преобразователя. По ряду характеристик такие решения оказываются достаточно близкими к собственно резонансным преобразователям.

Основное достоинство применения резонансных преобразователей – многократное уменьшение энергии потерь переключения в силовых полупроводниковых приборах. Благодаря этому появляется возможность увеличить как частоту работы преобразователя, так и его КПД. Кроме того, уменьшается генерация электромагнитных помех. За это приходится расплачиваться повышением загрузки СТК по току и/или блокируемому напряжению, а также серьезными проблемами, возникающими при необходимости построения широкорегулируемых преобразователей с сохранением резонансных режимов в широком диапазоне изменения напряжения питания. Кроме того, требуются силовые реактивные компоненты с высокой удельной мощностью и малыми собственными потерями. Если по условиям назначения преобразователя указанные выше недостатки не критичны – применение резонансных решений (или рекуперирующих ЦФТРТ) с мягкой коммутацией СТК весьма перспективно.

Достаточно показательной является такая важная область применения резонансных преобразователей, как индукционные нагреватели бытового (кухонные электроплиты) и промышленного (индукционная сварка и плавка металлов) назначения. При этом используют явление электромагнитной индукции (наведение переменной ЭДС в стенках металлической посуды при протекании переменного тока сравнительно высокой частоты в катушке-индукторе) и эффект Джоуля (выделение тепла в посуде при протекании вихревых токов) [4, 5]. Несмотря на повышенную стоимость таких решений по сравнению с газовыми плитами или низкочастотными электроплитами и необходимость использования посуды из ферромагнитных металлов, применение индукционного нагрева получило широкое распространение и продолжает расширяться. Этому способствуют следующие преимущества метода:

  • хорошая утилизация подводимой мощности (тепло выделяется непосредственно в посуде для приготовления пищи, без традиционных для альтернативных методов нагрева потерь при передаче тепла от конфорки ко дну посуды);
  • быстрый и безопасный нагрев;
  • простота поддержания чистоты плиты [4].
Рис. 1. Полумостовая схема преобразователя с последовательным резонансом

Рис. 1. Полумостовая схема преобразователя
с последовательным резонансом

Благодаря этому варочные поверхности с индукционным нагревом получили широкое распространение даже в таких небогатых странах, как Китай, Индия и другие государства Юго-Восточной Азии. Для обеспечения высокого КПД преобразователей при индукционном нагреве естественно использовать резонансные топологии, благо катушка-индуктор может иметь достаточно высокую добротность в рабочей области частот, даже с учетом потерь, вносимых нагрузкой (нагреваемой посудой). Для нагревателей мощностью 1200…3000 Вт применяются полумостовые (рисунок 1) и мостовые схемы с последовательным резонансом [4, 5]. Они обеспечивают сравнительно хорошее использование установленной мощности СТК и устойчивость к нештатным режимам работы, но требуют повышенного количества компонентов в силовой цепи и относительно сложной системы управления.

Рис. 2. Упрощенная схема индукционного нагревателя по однотактной схеме с параллельным резонансом

Рис. 2. Упрощенная схема индукционного нагревателя по однотактной схеме с параллельным резонансом

Рис. 3. Осциллограммы работы СТК и ОД в однотактном преобразователе с параллельным резонансом

Рис. 3. Осциллограммы работы СТК и ОД в однотактном преобразователе с параллельным резонансом

Исходя из этого, для нагревателей небольшой мощности (до 2 кВт) широкое применение получила однотактная схема с параллельным резонансом (рисунок 2) [4]. Резонансный контур образован катушкой-индуктором и включенным параллельно ей конденсатором СРЕЗ. Посуда из ферромагнитного металла, находящаяся в магнитном поле катушки, является активной нагрузкой резонансного контура. Контур с помощью СТК периодически подключается к источнику питания (выпрямитель напряжения питающей сети и емкостной фильтр СПИТ) для восполнения потерь энергии в нем. Излишки энергии рекуперируются из контура обратно в конденсатор СПИТ через обратный диод (ОД), включенный встречно-параллельно СТК. Типичные осциллограммы процессов, происходящих в силовой цепи однотактного преобразователя с параллельным резонансом при номинальном режиме работы, показаны на рисунке 3 [4]. Как видно, для этого преобразователя требуется СТК с допустимыми блокируемым напряжением примерно 1200 В и пиковым током коллектора в проводящем состоянии до 60 А [4]. Преобразователь работает в диапазоне частот 20…60 кГц для обеспечения хорошей эффективности передачи энергии ферромагнитной посуде и исключения акустических шумов. В режиме малой мощности включение СТК происходит на относительно короткое время, поэтому преобразователь работает на повышенной частоте. Для получения максимальной мощности нагрева посуды частота опускается к нижней границе рабочего диапазона [4, 5].

Рис. 4. Интервалы работы однотактного преобразователя с параллельным резонансом

Рис. 4. Интервалы работы однотактного преобразователя с параллельным резонансом

Стилизованно процессы, происходящие в силовой цепи однотактного преобразователя с параллельным резонансом, показаны на рисунке 4 [4]. Период работы преобразователя состоит из четырех характерных интервалов времени. Этап I соответствует проводящему состоянию СТК, во время которого IК приблизительно линейно возрастает, а энергия источника питания частично расходуется на нагрев посуды и частично запасается в контуре (в форме энергии магнитного поля индукционной катушки). Выключение СТК означает переход к этапу II. При этом напряжение на СТК возрастает от малой величины UКЭ пров в начале этого интервала до максимума UКЭ макс – в конце. На границе II и III этапов вся энергия резонансного контура сосредоточена в электрическом поле конденсатора СРЕЗ и далее UКЭ начинает уменьшаться. На III этапе происходит резонансный перезаряд СРЕЗ в противоположную полярность, пока не начнет проводить ОД, возвращая избыток энергии колебательного контура в конденсатор СПИТ (переход к этапу IV). Вследствие паразитных индуктивностей в контуре ОД – СРЕЗ – СПИТ, ток через ОД имеет значительную колебательную составляющую. На всем периоде работы преобразователя часть мощности расходуется на нагрев посуды.

Описанные выше процессы определяют специфические требования к свойствам СТК и ОД. Наиболее напряженными являются процессы включения ОД (в начале этапа IV) и выключения СТК (начало этапа II). В то же время переключение тока из ОД в СТК (на границе этапов IV и I) происходит достаточно плавно, при малой величине напряжения на этих приборах и, соответственно, при малых коммутационных потерях. Большинство ведущих производителей силовых полупроводниковых приборов выпускают для подобных применений IGBT 12…16 классов, способных эффективно работать при мягком выключении [4]. В настоящее время наибольшее распространение получила конструкция IGBT с Trench-MOSFET-приповерхностной структурой и трапециидальной формой распределения напряженности электрического поля по толщине дрейфовой области при блокировании номинального напряжения и использовании подложек минимальной толщины (FieldStop). В некоторых случаях ОД может быть интегрированным в структуру IGBT (например, [6, 7]), однако чаще применяется концепция Co-Pack, что позволяет объединить IGBT и ОД с оптимальными для рассматриваемого применения характеристиками [4]. Причем наиболее важно обеспечить быстрое прямое включение ОД, в то время как требования к характеристикам обратного восстановления не слишком жесткие, но не традиционные по сравнению с применением в преобразователях с жесткой коммутацией: потери выключения ОД принципиально невелики, но он должен эффективно восстанавливать блокирующие свойства при малом обратном напряжении (порядка UКЭ пров).

Итак, IGBT для применения в однотактном преобразователе с параллельным резонансом в составе бытовой индукционной электроплиты должен иметь достаточно большое допустимое блокируемое напряжение (не ниже 12 класса). Возможно меньшее падение напряжения в проводящем состоянии при повторяющихся токах до 60 А и минимальные потери при весьма мягких условиях выключения. В увеличенном масштабе времени этот этап работы преобразователя (на полной мощности) показан на рисунке 5 [4].

Рис. 5. Мягкое выключение IGBT

Рис. 5. Мягкое выключение IGBT

Как и в условиях жесткой коммутации, потери выключения IGBT при очень мягком выключении в значительной мере обусловлены «хвостом IК». Однако если при жесткой коммутации «хвост тока» приходится большей частью на интервал UКЭ имп ≥ UКЭ огр, но при этом он сравнительно короткий по времени, то при мягкой коммутации «хвост» сильно затягивается. Хотя, благодаря медленному нарастанию UКЭ, в любом случае имеется значительный выигрыш по величине потерь выключения по сравнению с жесткой коммутацией, он может довольно сильно – в несколько раз – отличаться для различных технологий IGBT и даже для разных типов IGBT похожей конструкции, выпускаемых различными производителями. В общем случае можно полагать, что NPT-IGBT менее восприимчивы к выгоде, обеспечиваемой мягкими условиями выключения, чем PT-IGBT и FieldStop-IGBT [2]. Но это не более чем общие рекомендации, мало помогающие при выполнении конкретных проектов изготовления преобразователей, в которых IGBT используются в условиях выключения при UКЭ ≈ 0. При жесткой коммутации IGBT энергия потерь выключения задана в официальной документации (по крайней мере, как типовые зависимости для различных условий применения, хотя наиболее надежные поставщики, такие как International Rectifier, указывают, кроме того, и предельно возможные, наихудшие значения). Для условий мягкого выключения подобных данных в документации нет. Тем более неизвестны зависимости возможного выигрыша по величине потерь выключения IGBT от степени мягкости, то есть от величины (dUКЭ/dt)выкл. Следовательно, нет базы для оптимизации проекта преобразователя в части выбора параметров ЦФТРТ и режимов работы IGBT. Кроме того, из-за отсутствия достоверной корреляции между величинами потерь при жестком и мягком выключении IGBT невозможен обоснованный подбор СТК на основе значений, приводимых в технической документации на конкретные типы СТК.

Инженеры International Rectifier провели обширные сравнительные испытания IGBT различных типов и производителей в составе стенда, воспроизводящего работу однотактного преобразователя с параллельным резонансом [4]. Использованы фиксированные значения реактивных элементов резонансного контура, типичные для индукционных нагревателей бытовых электроплит. Изменение условий испытаний обеспечивалось регулированием напряжения питания преобразователя. Температура наиболее нагретой области чипа испытуемых IGBT поддерживалась на уровне 175°С. В испытаниях принимали участие IGBT седьмого поколения IRG7PH35UD1, выпускаемый International Rectifier для установок индукционного нагрева, а также три конкурирующих прибора других производителей с той же заявленной областью применения [4]. Типовые значения энергии потерь выключения при жесткой коммутации, приводимые в технической документации на эти СТК, указаны в таблице 1.

Таблица 1. Типичные величины энергии потерь выключения IGBT для индукционных нагревателей при жесткой коммутации

Тестируемые IGBT Типичная величина энергии потерь выключения IGBT при жесткой коммутации
(согласно технической документации)
Условия испытаний Wвыкл, мкДж
IК, А UКЭ огр, В UЗЭ, В/0 Rзатв, Ом Tп, °С
IRG7PH35UD1 20 600 15 10 150 1120
Конкурент «А» 15 175 1650
Конкурент «В» 10 125 860
Конкурент «С» 10 175 1970

Испытания всех СТК проводилось при одинаковых условиях:

IK = 20 А, UКЭ огр = 600 В, UЗЭ = 15 В.

По требованиям деловой этики инженеры International Rectifier не указывают наименования типов конкурирующих IGBT, участвовавших в тестировании: они упоминаются под условными обозначениями «А», «В» и «С». Однако это – полноценные конкуренты IRG7PH35UD1, некоторые из них имеют больший IК ном и меньшую величину UКЭ пров, чем IRG7PH35UD1. Как видно, при приблизительно одинаковых условиях жесткой коммутации (отличаются только температуры чипов IGBT, таблица 1), энергия потерь выключения различается примерно вдвое – 1…2 мДж между лидером и аутсайдером сравнения, с учетом приведения значений к одинаковой температуре 175°С [1], причем IRG7PH35UD1 находится ближе к середине «турнирной таблицы». Результаты измерений потерь выключения тестируемых IGBT при мягкой коммутации в широком диапазоне отключаемых токов (5…63 А) представлены на рисунке 6 [4].

Рис. 6. Потери при мягком выключении IGBT

Рис. 6. Потери при мягком выключении IGBT

При работе в резонансных преобразователях для СТК характерны сравнительно большие значения IК – и по принципу действия таких преобразователей, и вследствие открывающейся возможности повышенной токовой нагрузки IGBT благодаря его малым коммутационным потерям. Поэтому очень актуальны данные о динамических потерях при токах, значительно превышающих типично достигаемые значения в условиях жесткой коммутации. Из рисунка 6 видно, что потери выключения при мягкой коммутации сверхлинейно увеличиваются по мере роста отключаемого тока. Во многом это обусловлено тем, что испытания проводятся при фиксированном значении СРЕЗ, то есть с ростом тока степень мягкости коммутации уменьшается (увеличивается (dUКЭ/dt)выкл). Однако условия тестирования одинаковы для всех типов IGBT, но для IRG7PH35UD1 потери растут примерно пропорционально (IК)1,4, для СТК «А» – пропорционально (IК)1,5, а для «В» и «С» – как (IК)1,9. Таким образом, IGBT с лучшей восприимчивостью к выгоде мягкой коммутации при больших токах получают особенно значительный выигрыш, и преимущество IRG7PH35UD1 над конкурентами по потерям выключения увеличивается до 1,8…4 раз! Отметим также, что коэффициент восприимчивости к мягкой коммутации у IRG7PH35UD1, достигающий при IК = 20 А приблизительно 27 раз, при переходе к току 63 А (то есть в условиях, когда (dUКЭ/dt)выкл увеличилась в 3,15 раза) снижается до 16 раз. Это дает ориентировочную оценку зависимости выигрыша по потерям выключения от степени мягкости коммутации, то есть от скорости нарастания напряжения на запирающемся СТК. Для других типов IGBT, выступающих инкогнито, аналогичные оценки сделать невозможно, поскольку неизвестны их зависимости потерь выключения от величины отключаемого IК (при жесткой коммутации).

Рис. 7. Работа обратного диода

Рис. 7. Работа обратного диода

Помимо характеристик IGBT, на величину динамических потерь в однотактном преобразователе с параллельным резонансным контуром значительное влияние оказывают свойства ОД. Его работа (рисунок 7 [4]) сильно отличается от поведения замыкающих диодов в преобразователях с жесткой коммутацией. Для последних критически важным является максимально быстрое обратное восстановление [1], и ради улучшения этой способности приходится жертвовать величиной прямого падения напряжения на диоде в проводящем состоянии, скоростью прямого включения и ценой. Но это совершенно не требуется для ОД в рассматриваемом резонансном преобразователе! Таким образом Co-Pack IGBT, предназначенные для этого применения, должны комплектоваться диодами с принципиально другими свойствами, чем у обычно используемых вместе с быстродействующими СТК [4]. Компания International Rectifier применяет в составе Co-Pack IGBT, предназначенных для преобразователей индукционных нагревателей, специальные диоды со сравнительно быстрым установлением малой величины прямого падения напряжения при высокой скорости нарастания прямого тока. Это обеспечивает значительное преимущество приборов, предлагаемых International Rectifier, по сравнению с конкурентами. Например, конкурирующий IGBT типа «А», СТК которого достаточно хорош в условиях мягкого выключения, из-за свойств ОД проигрывает IRG7PH35UD1 по потерям около 15 Вт. Другие тестируемые IGBT сильно уступают по потерям выключения СТК и даже, несмотря на меньшее падение напряжения UКЭ пров, стабильно проигрывают IRG7PH35UD1 во всем диапазоне изменения мощности нагрузки преобразователя [4].

Имеется еще ряд специфических требований к IGBT, применяемым в однотактных резонансных преобразователях:

  • Стойкость к кратковременным перенапряжениям UКЭ макс имп (возникающим на пиках Uпит). Для улучшения технико-экономических характеристик индукционных нагревателей их проектируют с небольшими запасами СТК по способности выдерживать максимум UКЭ (на границе II и III этапов работы преобразователя, рисунок 4). Просто повышать номинальную блокирующую способность СТК невыгодно из-за ухудшения его свойств в проводящем состоянии и при коммутации [1, 4]. Поэтому предпочтительно обойтись использованием IGBT класса 12. Но при работе на максимальной мощности и в условиях переходных кратковременных повышений напряжения в питающей сети возникает режим работы с UКЭ макс имп > UКЭ макс доп, что приводит к отказам IGBT. Поэтому очень желательно, чтобы СТК обладал стойкостью к кратковременным (порядка единиц микросекунд) перенапряжениям свыше его номинальной блокирующей способности. Это свойство реализовано у целого ряда IGBT седьмого поколения, производимых компанией International Rectifier для применения в преобразователях индукционного нагрева [4] (таблица 2), и нормировано специальным параметром UКЭ макс доп имп.
  • Для минимизации UКЭ пров в условиях загрузки IGBT весьма большими токами многие разработчики и изготовители преобразователей индукционного нагрева предпочитают использовать UЗЭ ≈ 20 В [4] вместо более традиционных для преобразовательной техники значений UЗЭ = 12…15 В. Для многих типов IGBT величина 20 В является предельно допустимым напряжением между затвором и эмиттером, и использование режима работы с UЗЭ ≈ 20 В (выбросы на фронтах даже превышают 20 В) заметно снижает их надежность [4]. Из этих соображений IGBT, предназначенные для преобразователей бытовых индукционных нагревателей, должны иметь более высокие значения UЗЭ макс доп. В частности, у тестировавшихся IGBT типа «А» UЗЭ макс доп = ±20 В, у типа «В» – 25 В, а все IGBT International Rectifier седьмого поколения соответствующего целевого применения имеют UЗЭ макс доп = ±30 В.
  • В некоторых режимах работы (первоначальное включение преобразователя, повторный выход на штатный режим после потери резонанса, детектирование наличия ферромагнитной посуды на конфорке по методу «одного импульса») IGBT должен выдерживать импульсный прямой сверхток, находясь хотя и в открытом состоянии, но при достаточно большой величине UКЭ. Типичным является полусинусоидальный импульс IК с амплитудой 200 А и длительностью примерно 1 мкс [4]. Некоторые производители IGBT проводят специальные квалификационные испытания стойкости приборов к подобным режимам, гарантируя не менее 1 млн циклов [4]. Вообще СТК, работающие в резонансных преобразователях, должны быть достаточно устойчивыми к режимам, возникающим при потере резонанса, то есть иметь широкую область безопасной работы в прямом смещении (FBSOA) [4].

Таблица 2. Основные характеристики IGBT IR седьмого поколения (Gen7), применяемых в резонансных преобразователях

Наименование IGBT Корпус UКЭ макс, В UКЭ имп, В IК ном. @100°C, A IК имп, А Vce(on)
(UКЭ пров.), В
Eвыкл, мДж
тип. макс. тип. макс.
IRG7PH28UD1 TO-247AC 1200 1300 15 100 1,95 2,3 543 766
IRG7PH35UD1 TO-247AC 1200 1300 20 150 1,9 2,2 620 850
IRG7PH42UD1 TO-247AC 1200 1300 30 200 1,7 2 1210 1450
IRG7PH42UD2 TO-247AC 1200 1200 30 90 1,69 2,02 1320 1460
IRG7PK35UD1 TO-247AC 1400 1400 20 200 2 2,35 650 900

Компания International Rectifier выпускает целую линейку Co-Pack IGBT седьмого поколения (Trench Field-Stop IGBT), оптимизированных для применения в резонансных преобразователях. Основные характеристики этих приборов представлены в таблице 2. Они обладают всеми достоинствами IRG7PH35UD1, принимавшего участие в вышеописанных сравнительных испытаниях, и перекрывают достаточно широкий диапазон по номинальному и пиковому токам (соответствующим площадям устанавливаемых в них чипов IGBT и ОД), а также предоставляют разработчикам некоторый выбор по величинам UКЭмакс доп и UКЭ макс доп имп. Это позволяет выбрать оптимальный прибор под конкретные требования проектируемого преобразователя.

При необходимости построения резонансных преобразователей повышенной мощности целесообразен переход от однотактных топологий к полумостовым (рисунок 1) и мостовым. По коэффициенту использования установленной мощности СТК, двухтактные резонансные преобразователи превосходят однотактные в 2…2,1 раза [5]. С учетом большего количества используемых в них СТК (2 или 4 вместо 1) при равных по коммутационной способности приборах, возможно построение двухтактных преобразователей на мощность в 4…8,5 раза больше, чем у однотактных. При большой мощности уже не играет роли несколько большее количество компонентов в преобразователе и более сложная система управления [5]. Для построения недорогих и эффективных двухтактных резонансных LLC-преобразователей компания International Rectifier предлагает ряд микросхем управления с интегрированным драйвером силового полумоста и максимально допустимым напряжением 600 В. Они обеспечивают реализацию преобразователей с минимальным количеством вспомогательных компонентов и очень гибкое задание его режимов работы, защитных и сервисных функций. Основные параметры резонансных контроллеров IR представлены в таблице 3.

Таблица 3. Микросхемы контроллеров резонансных полумостовых преобразователей производства компании IR

Наименование Корпус Vсмещ., В Iвых+/Iвых-, мА Рабочая частота, кГц Уровень защиты по току, В
IRS27951SPBF SO-8 600 300/900 25…500 2
IRS27952SPBF 3
IRS279524SPBF SO-14

Резонансные преобразователи, обеспечивая высокие плотность преобразуемой мощности и КПД, предъявляют повышенные требования к выходным выпрямителям, если они имеются в составе преобразователя. При невысоких выходных напряжениях порядка единиц…десятков вольт выпрямленные токи достигают очень больших значений (до нескольких сотен ампер). В этих условиях выпрямители на неуправляемых вентилях (диодах) оказываются узким местом проекта, сильно лимитируя как достижимый КПД, так и приемлемую плотность преобразуемой мощности. Решением является переход к синхронному выпрямлению с использованием соответствующих мощных MOSFETs в качестве управляемых вентилей. Это позволяет радикально уменьшить падение напряжения на выпрямителях, улучшить КПД преобразователя и получить приемлемые тепловые режимы при высокой плотности тока и мощности преобразования. Для обеспечения управления синхронного выпрямителя в составе двухтактного резонансного преобразователя компания International Rectifier предлагает семейство контроллеров синхронного выпрямления IR116хх [8]. Контроллеры обеспечивают функционирование внешних MOSFET-ключей в режиме, эмулирующем поведение диодов и обеспечивают защиту выходного выпрямительного каскада. Основные представители указанного семейства и их электрические параметры приведены в таблице 4.

Таблица 4. Контроллеры синхронного выпрямления производства компании IR

Наименование Корпус Vcc макс, В VFET макс, В Частота макс., кГц Ток драйвера, А Фиксированное VGATE, В Мин. вкл. время (MOT), нс Вход разрешения Каналов MOT-защита
IR1166SPBF SO-8 20 200 500 +1/-4 10,7 250…3000 Есть 1 Нет
IR1167ASPBF +2/-7 10,7 Есть Нет
IR1167BSPBF +2/-7 14,7 Есть Нет
IR1168SPBF +1/-4 10,7 750 Нет 2 Нет
IR11662SPBF +1/-4 10,7 250…3000 Есть 1 Есть
IR11672ASPBF +2/-7 10,7 Есть Есть
IR11682SPBF 400 +1/-4 10,7 850 Нет 2 Есть
IR1169SPBF 500 +1/-4 10,7 250…3000 Есть 1 Есть

Кроме того, компания International Rectifier располагает обширнейшим портфелем разнообразных типов MOSFETs, которые могут эффективно использоваться в качестве управляемых вентилей в системе синхронного выпрямления. Разработчик может подобрать приборы на любой вкус для самых разных комплексов требований, таких как выпрямленные напряжения от единиц до сотен вольт (ключевой элемент должен быть рассчитан на напряжение удвоенной амплитуды с учетом 20% запаса прочности), оптимизация на минимум сопротивления MOSFET в открытом состоянии или на максимальное быстродействие, на невысокую стоимость решения или на предельно хорошие технические характеристики, для монтажа на печатную плату или крепления на радиаторы.

 

Заключение

Нами была рассмотрена специфика применения IGBT и ОД в однотактном преобразователе с параллельным резонансным контуром на примере бытового индукционного нагревателя. Было показано, что для этой задачи требуются приборы со специфическим комплексом свойств, сильно отличающимся от стандартных характеристик для преобразователей с жесткой коммутацией. В ходе анализа результатов испытаний IGBT различных производителей, предназначенных для применения в однотактных резонансных преобразователях, выявлено значительное преимущество в этих условиях IGBT седьмого поколения производства компании International Rectifier. Получены экспериментальные оценки возможного выигрыша по величине потерь выключения при обеспечении мягкой коммутации различных типов IGBT.

 

Литература

  1. Попов А., Попов С. Применение IGBT в преобразовательной технике//Новости электроники №5/2013, с. 35…46.
  2. Wintrich A., Ulrich N., Reimann T., Tursky W. Application manual power semiconductors. Semikron, 2010, p/ 464.
  3. Уильямс Б. Силовая электроника: приборы, применение, управление. Справочное пособие: Пер. с англ.// Энергоатомиздат, 1993, с. 240.
  4. Serezo J. IGBT definition for single ended induction heating cookers/International Rectifier//Bodos Power Systems, 04.2012, p.p. 22…24.
  5. Llorente S., Monterde F., Burdio J., Acero J. A comparative study of resonant inverter topologies used in induction cookers/Bosch-Siemens Home Appliances Group//APEC, 2002, Vol. 2, p.p. 1168…1174.
  6. Kimmer Th. Reverse conduction IGBT for inductive cooking/Infineon// Application Note.08.2012, p. 16.
  7. «Fairchild’s second-generation, field-stop, shorted-anode, trench IGBTs for induction heating applications»/Fairchild//AN-4155, 13.03.2013, p. 6.
  8. Lokhandwala Adn. Design of secondary-side rectification using IR1168 dual SmartRectifier Control IC/International Rectifier//Application Note AN-1139, p. 20.

Получение технической информации, заказ образцов, заказ и доставка.

Наши информационные каналы

Теги:
Рубрики: