№11 / 2017 / статья 3

Метод регулирования D-CAP™ – когда нужно действовать быстро

Александр Русу (г. Одесса)

Запатентованный компанией Texas Instruments метод регулирования в импульсных преобразователях напряжения D-CAP™ незаменим для приложений с импульсным характером потребления тока. А его новые модификации, включающие интегрированную цепь эмуляции выходных пульсаций, необходимых для работы метода, и поддержку многофазного принципа преобразования, положены в основу новинки 2017 года – двухканального многофазного контроллера TPS53681.

Для нормальной работы любого электронного оборудования необходимо качественное электропитание. Какой смысл рассуждать о революционных алгоритмах распознавания образов, облачных вычислениях, искусственном интеллекте и прочих «высоких материях», когда устройство в течение часа пять раз перезагружается из-за просадок напряжения? Электрическая энергия для оборудования – как воздух для человека, более ощутимо ее плохое качество, чем хорошее.

Требования к импульсным преобразователям напряжения – основе большинства узлов питания современной аппаратуры – с каждым годом становятся все сложнее и разнообразней. Еще двадцать лет назад техническое задание на разработку преобразователя приложений могло содержать только четыре пункта: диапазон входного и выходного напряжений, максимальный выходной ток и допустимый уровень пульсаций. Сегодня эти требования в первую очередь определяются целевым назначением прибора. Например, если разрабатывается малогабаритное носимое устройство, работающее от батарей, то преобразователь должен быть крошечным и иметь высокий КПД. Поэтому производители электронных компонентов, работающие в этом секторе рынка, сражаются за каждый кубический миллиметр объема и каждый микроватт потерь, с гордостью заявляя, что их новая микросхема экономит 0,5 мм2 печатной платы и потребляет на 0,1 мкА меньше тока.

Одна из характеристик, на которую сегодня все больше обращают внимание разработчики – скорость реакции. Из-за особенностей импульсного преобразования при любых изменениях входного напряжения или выходного тока в силовой части преобразователя начинается переходной процесс, во время которого выходное напряжение может принимать неудовлетворительные, а порой и опасные, значения, приводя к нестабильной работе и даже к выходу из строя питаемого узла. И если до недавнего времени эта проблема успешно решалась известными и хорошо проверенными методами, то сегодня появляется все большее количество приложений, в которых преобразователь с традиционной архитектурой управления может не обеспечить нужного качества питающего напряжения. Например, ток потребления GSM-модуля за 10 мкс может измениться на 3 порядка – от 1…3 мА до 1,5…2 А или наоборот. При таких изменениях выходного тока неудачно выбранный контроллер может ненадолго «сойти с ума», в результате чего произойдет перезагрузка узла, а в самом худшем случае – выход из строя чувствительных к перенапряжению компонентов.

Поэтому преобразователи для приложений с ярко выраженным импульсным характером потребляемого тока требуют поиска новых методов регулирования, одним из которых является патентованный метод D-CAP™ компании Texas Instruments, отличительной особенностью которого является превосходная скорость реакции на переходные процессы как при изменении входного напряжения, так и при колебаниях тока нагрузки.

Особенности переходных процессов в импульсных преобразователях

За все время существования импульсных преобразователей было разработано и опробовано множество методов управления силовой частью. Современные контроллеры могут поддерживать несколько режимов работы, что позволяет разработчику выбирать оптимальное решение в зависимости от поставленной задачи. Но, несмотря на это многообразие, существует всего два основных подхода к управлению силовой частью: преобразование на фиксированной частоте и гистерезисное преобразование.

Работа на фиксированной частоте дает возможность синхронизировать контроллер внешним тактовым сигналом и уменьшить помехи. Например, преобразователи блоков питания телевизоров и мониторов на основе электронно-лучевой трубки могут синхронизироваться генератором строчной развертки, что позволяет ощутимо уменьшить уровень шумов на экране.

Традиционным методом управления с фиксированной частотой преобразования является метод управления по напряжению (Voltage mode). В простейшем варианте этого метода (рисунок 1) сигнал обратной связи с выхода подается на усилитель ошибки, усиливающий разницу между реальным и опорным (эталонным) напряжением. Этот сигнал подается на ШИМ-модулятор, на второй вход которого поступает пилообразное напряжение. Сформированный таким образом ШИМ-сигнал является основой для управления ключами S1 и S2 силовой части.

Рис. 1. Преобразователь с методом управления по напряжению

Рис. 1. Преобразователь с методом управления по напряжению

Метод управления по напряжению отличается простотой и высокой точностью, однако имеет самую низкую скорость реакции на переходные процессы. Это связано с тем, что контроллер «не знает» причины отклонения выходного напряжения, которой может быть изменение как входного напряжения, так и выходного тока. Поскольку на разные виды возмущения необходимо по-разному реагировать, то в классической версии этого метода скорость реакции специально снижается, чтобы «работающий вслепую» контроллер «неправильными действиями» не ухудшил ситуацию. Поэтому в контроллере с управлением по напряжению в цепь обратной связи усилителя ошибки вводятся элементы частотной компенсации, увеличивающие задержку прохождения сигнала и снижающие быстродействие. Отличительной особенностью преобразователей с таким методом управления является увеличенная емкость конденсатора С2, которая хоть и способствует уменьшению пульсаций, но существенно увеличивает габариты узла.

Чтобы увеличить скорость реакции на изменение входного напряжения, необходимо вводить дополнительные узлы для его контроля. Принцип компенсации становится понятен из формулы 1, которая для понижающего преобразователя (рисунок 1) получена из условия равенства нулю среднего значения напряжения на дросселе за период преобразования в квазиустановившемся режиме:

$$(U_{Вх}-U_{Вых})\times t_{1}=U_{Вых}\times t_{2};\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где Uвх, Uвых – напряжение, соответственно, на входе и выходе преобразователя; t1, t2 – длительность замкнутого состояния ключа, соответственно, S1 и S2.

После выполнения несложных преобразований получим:

$$\frac{t_{1}}{t_{2}}=\frac{U_{Вых}}{U_{Вх}-U_{Вых}}.\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Формула 2 справедлива для любого режима работы силовой части: непрерывной, прерывистой или принудительной непрерывной проводимости. Если преобразователь работает на фиксированной частоте, то суммарная длительность замкнутого состояния ключей S1 и S2 должна быть равна периоду преобразования Т:

$$T=t_{1}+t_{2}.\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Если из формулы 3 выразить t2 и подставить его в формулу 2, то получим формулу 4, знакомую всем разработчикам понижающих преобразователей:

$$\frac{U_{Вых}}{U_{Вх}}=\frac{t_{1}}{T}.\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Формула 4 справедлива только для режима непрерывного тока дросселя, в том числе и принудительной. Для режима прерывистого тока дросселя формула 3 не выполняется (рисунок 2) и необходимо использовать либо формулу 2, либо более сложные модели расчетов.

Рис. 2. Процесс импульсного преобразования при различных режимах работы

Рис. 2. Процесс импульсного преобразования при различных режимах работы

В любом случае, формулы 2 и 4 показывают, что если в каждом цикле преобразования знать реальное значение Uвх и необходимое значение Uвых, то, задав желаемую длительность периода преобразования Т, всегда можно рассчитать время t1 и t2, на которое необходимо замыкать ключи S1 и S2 и, теоретически, полностью исключить переходной процесс, вызванный изменением входного напряжения (рисунок 3). Поэтому для повышения скорости реакции в преобразователях с управлением по напряжению вводят дополнительный узел, изменяющий размах пилообразного напряжения, подаваемого на ШИМ-модулятор, в соответствии с Uвх (метод Voltage mode with input voltage feed forward). Это позволяет использовать данный метод управления в приложениях с быстроизменяющимся входным напряжением, однако не решает задачу переходных процессов при изменении выходного тока.

Рис. 3. Идеальный переходной процесс при изменении входного напряжения

Рис. 3. Идеальный переходной процесс при изменении входного напряжения

Для понижающего преобразователя выходной ток Iвых равен среднему току дросселя L1, поэтому при данном виде возмущения, чтобы оперативно выйти на новый режим, необходимо дополнительное время на его заряд (t1 доп) или разряд (t2 доп) (рисунок 4). Формула (1) в этом случае не выполняется, поскольку получена для квазистационарного режима, при котором каждый следующий период преобразования аналогичен предыдущему, что для переходного процесса невозможно. Поэтому для быстрой реакции на переходной процесс, вызванный изменением выходного тока, соотношение t1/t2 для данного Uвых/Uвх должно отличаться от аналогичного значения при переходных процессах, вызванных изменением входного напряжения.

Рис. 4. Идеальный переходной процесс при изменении выходного тока

Рис. 4. Идеальный переходной процесс при изменении выходного тока

Очевидно, что при работе на фиксированной частоте нет возможности делать вставки между циклами преобразования, поскольку это приведет к нарушению синхронизации. Поэтому для увеличения скорости реакции на изменение выходного тока необходимо или оперативно вмешиваться в контур стабилизации напряжения, изменяя соотношение t1/t2, и в этом случае, теоретически, не допуская переходного процесса на выходе (рисунок 5), или мириться с некоторым отклонением выходного напряжения без изменения соотношения t1/t2, ожидая пока режим работы дросселя не установится автоматически (рисунок 6).

Рис. 5. Повышение скорости реакции путем изменения соотношения t1/t2

Рис. 5. Повышение скорости реакции путем изменения соотношения t1/t2

Рис. 6. Упрощенный переходной процесс при постоянном соотношении t1/t2

Рис. 6. Упрощенный переходной процесс при постоянном соотношении t1/t2

Однако на практике скорость реакции на изменение выходного тока повышается при использовании метода управления по току (Current Mode), при котором пилообразный сигнал для ШИМ-модулятора формируется на основе тока дросселя L1 или эмулируется узлами контроллера (Emulated current mode, ECM).Но в целом при работе на фиксированной частоте обеспечение быстрой реакции на переходные процессы, особенно при резких изменениях тока нагрузки, является достаточно сложной задачей. И хотя современные контроллеры обладают хорошим быстродействием, для ряда приложений этого может быть недостаточно.

Если приложению не требуется постоянная частота работы преобразователя, то никто не запрещает делать вставки между циклами преобразования так, как показано на рисунке 4, и начинать новый цикл тогда, когда это действительно необходимо. Этот подход является основной гистерезисных методов. В простейшем варианте когда в качестве ключа S2 используется неуправляемый полупроводниковый диод, контроллер гистерезисного преобразователя содержит только один компаратор (рисунок 7).

Рис. 7. Преобразователь с гистерезисным методом управления

Рис. 7. Преобразователь с гистерезисным методом управления

Когда напряжение на выходе становится меньше опорного напряжения, компаратор замыкает ключ S1, после чего в конденсатор С2 через дроссель L1 начинает поступать энергия, и напряжение на нем увеличивается. После того как выходное напряжение выйдет за пределы зоны гистерезиса компаратора, ключ S1 разомкнется и поступление энергии с входа преобразователя прекратится. Следующий цикл преобразования начнется только тогда, когда нагрузка «заберет» из конденсатора С2 всю лишнюю энергию, накопленную в дросселе L1 и конденсаторе С2.

Такой метод управления обладает высокой скоростью реакции на переходные процессы, не зависящей от их природы, однако его очевидным недостатком является наличие широкодиапазонных колебаний частоты преобразования, которые сложно контролировать, а также высокий уровень пульсаций выходного напряжения. Поэтому контроллеры с простым гистерезисным методом обычно используются в самых простых и недорогих устройствах, не требовательных к качеству питающего напряжения.

D-CAP: оптимизируем каждый цикл преобразования

Дальнейшим развитием гистерезисных методов управления стал метод D-CAP (Direct connection to the output CAPacitor – прямое подключение к выходному конденсатору), разработанный компанией Texas Instruments (рисунок 8). Как и во всех гистерезисных методах, в методе D-CAP разрешение на начало следующего цикла преобразования дает компаратор. Однако, в отличие от простейшего варианта (рисунок 7), ключ S1 с помощью регулируемого одновибратора замыкается на время t1, зависящее от входного и выходного напряжений и желаемой частоты работы. Если после размыкания ключа S1 напряжение на выходе невысокое – начинается новый цикл преобразования. Ключ S2 при этом оказывается замкнутым на протяжении некоторого времени t2, которое в этом случае минимально и определяется внутренними таймерами контроллера (на рисунке 7 не показаны). Если после размыкания ключа S1 выходное напряжение больше опорного, то следующий цикл преобразования не начнется, пока нагрузка не потребит избыток энергии и выходное напряжение не уменьшится до нужного значения.

Рис. 8. Преобразователь с методом управления D-CAP

Рис. 8. Преобразователь с методом управления D-CAP

В стационарном режиме длительность t1 замкнутого состояния ключа S1 определяется контроллером на основании реальных значений входного Uвх и выходного Uвых напряжений, а также желаемой частоты преобразования f = 1/T в соответствии с формулой 4. Длительность t2 при этом определяется реальным током нагрузки, косвенно определяемым по величине напряжения Uвых на конденсаторе С2. Соотношение t1/t2, от которого зависит коэффициент передачи преобразователя по напряжению, при этом может оперативно изменяться в каждом цикле преобразования, что позволяет с максимальной скоростью реагировать на любые изменения входного напряжения и реализовать переходные процессы при его изменении так, как показано на рисунке 3.

Когда ключ S2 замкнут, энергия, накопленная в дросселе L1 на интервале t1, передается в конденсатор С2,. При резком уменьшении выходного тока потребление энергии из конденсатора С2 уменьшается, напряжение на нем остается высоким и новый цикл преобразования не начинается. Это эквивалентно добавлению времени t2доп к длительности t2 (рисунок 4), что позволяет разрядить дроссель L1 и максимально подготовиться к новому циклу. При переходном процессе реальная частота преобразования уменьшается за счет увеличения t2 на t2доп, однако после его окончания преобразователь снова начинает работать на желаемой частоте f, при условии, что силовая часть не перейдет в режим прерывистой проводимости, для которого формула 4 не актуальна.

При увеличении выходного тока начинает расти потребление энергии из конденсатора С2, напряжение на нем уменьшается быстрее, и новый цикл преобразования начнется раньше, чем в стационарном режиме. Это эквивалентно добавлению времени t1доп к длительности t1 за счет одновременного уменьшения Т и t2 (рисунок 4), что позволяет увеличить соотношение t1/t2 и, соответственно, количество энергии в дросселе до оптимальной для работы величины при новом значении выходного тока. Частота преобразования при этом увеличивается, однако после завершения переходного процесса она снова станет приблизительно равной f.

Таким образом, алгоритм работы D-CAP-контроллера (рисунок 9) позволяет оптимизировать каждый цикл преобразования в зависимости от конкретной ситуации, приближая характер переходных процессов к идеальной реакции на любой вид возмущения (рисунки 3…5).

Рис. 9. Алгоритм работы метода D-CAP

Рис. 9. Алгоритм работы метода D-CAP

Необходимо также отметить, что метод D-CAP позволяет работать с одинаковой желаемой частотой при любом соотношении Uвх/Uвых, в отличие от похожего метода c постоянной длительностью замкнутого состояния ключа S1 (Constant On Time, COT), использовавшегося некогда в контроллерах компании National Semiconductor. В оригинальном методе COT длительность t1 зависит только от выходного напряжения, и при изменении Uвх, для обеспечения нужного коэффициента передачи, зависящего от t1/t2, необходимо изменять t2, а значит и частоту преобразования (рисунок 10). Поэтому метод D-CAP часто называют COT с адаптивным временем ton, хотя модификация COT, полностью аналогичная D-CAP, в документации National Semiconductor называется COT with input voltage feed forward.

Рис. 10. Сравнение переходных процессов при использовании методов D-CAP и COT

Рис. 10. Сравнение переходных процессов при использовании методов D-CAP и COT

Основным недостатком метода D-CAP, как и всех классических гистерезисных методов, является принципиальная необходимость в наличии пульсаций выходного напряжения. Для стабильной работы D-CAP-контроллеров необходимо, чтобы амплитуда пульсаций на входе компаратора составляла 10…15 мВ, что допустимо далеко не для всех приложений. Кроме того, необходимо, чтобы сдвиг фазы между пульсациями напряжения и тока на конденсаторе был минимальным, что создает проблемы при использовании конденсаторов с малым эквивалентным последовательным сопротивлением (Equivalent series resistance, ESR).

Проблема заключается в том, что при нулевом ESR заряд конденсатора С2, а следовательно – и увеличение напряжения на нем начинается после того, как ток дросселя станет больше выходного тока преобразователя, что для понижающей схемы происходит приблизительно на середине интервала t1 (рисунок 11). В итоге в первой половине интервала t1, когда напряжение на конденсаторе теоретически должно возрастать, оно фактически уменьшается, поскольку тока дросселя пока еще недостаточно для заряда С2, что приводит к ухудшению стабильности контроллера и повышению уровня джиттера.

Рис. 11. Эмулирование пульсаций выходного напряжения

Рис. 11. Эмулирование пульсаций выходного напряжения

Одним из вариантов решения этой проблемы является эмулирование пульсаций путем интегрирования напряжения на дросселе L1. Подбирая параметры интегрирующей цепочки RrCr (рисунок 11), можно сформировать совпадающие по фазе с током дросселя пульсации необходимой амплитуды и, сложив их с постоянной составляющей выходного напряжения, подать на вход компаратора. Очевидно, что в этом случае уже нет необходимости ограничивать минимальный уровень пульсаций на выходе преобразователя и использовать конденсаторы с высоким ESR, увеличивающие потери. При эмулировании пульсаций контроллером D-CAP в качестве конденсатора С2 можно использовать керамические конденсаторы, обладающие практически нулевым ESR.

И последним недостатком метода D-CAP, на который необходимо обратить внимание, является сложность синхронизации из-за переменной частоты и наличие джиттера управляющего сигнала (нежелательного фазового и/или частотного случайного отклонения цифрового сигнала). В стационарном режиме работы частота преобразования относительно постоянна, но уровень джиттера намного выше, чем у традиционных методов управления (рисунок 12). Однако, в отличие от методов управления с фиксированной частотой, в методе D-CAP джиттер не приводит к увеличению пульсаций выходного напряжения, а наоборот, способствует их уменьшению.

Рис. 12. Джиттер импульсов управления в стационарном режиме

Рис. 12. Джиттер импульсов управления в стационарном режиме

Разновидности метода D-CAP

Как было сказано выше, оригинальный метод управления D-CAP (рисунок 8) требует наличия пульсаций выходного напряжения, которые могут быть уменьшены путем их эмуляции с помощью интегрирующей цепочки RrCr (рисунок 11). Очевидно, что такой подход требует увеличения количества внешних компонентов, что при создании малогабаритных преобразователей не всегда возможно. Поэтому компания Texas Instruments во второй версии метода D-CAP2 интегрировала эмулирующую цепочку в микросхему контроллера (рисунок 13), что позволило уменьшить количество внешних компонентов и создать более компактные преобразователи по сравнению с теми, в которых применен оригинальный метод D-CAP. При этом контроллеры D-CAP2 могут иметь возможность отключения эмулирующей цепочки, что позволяет использовать как метод D-CAP с высоким уровнем пульсаций на выходе, так и D-CAP с эмуляцией пульсаций с помощью внешних компонентов.

Рис. 13. Разновидности метода D-CAP

Рис. 13. Разновидности метода D-CAP

Такая гибкость обусловлена некоторой ограниченностью метода D-CAP2, связанной с тем, что скорость реакции преобразователя на переходные процессы во многом определяется реальной величиной пульсаций выходного напряжения. При использовании интегрирующей цепочки с фиксированными параметрами достоверно рассчитать реальные пульсации можно только в некотором достаточно узком диапазоне рабочих режимов. Поэтому контроллеры D-CAP2 обычно оптимизируются изготовителем под конкретную задачу. При использовании контроллеров D-CAP2 за пределами рекомендуемых оптимальных режимов реакция контроллера на переходные процессы может ухудшиться, что требует отказа от эмулирования пульсаций или использования цепочки с другими параметрами. Поэтому контроллеры D-CAP2 при соблюдении рекомендаций изготовителя позволяют создавать более компактные, но менее универсальные преобразователи.

Очевидно, что снижение универсальности, приводящее к сужению спектра оптимальных режимов, присуще самому подходу к эмуляции пульсаций. Поэтому в следующей версии метода D-CAP3 параметры интегрированной эмулирующей цепочки могут изменяться (рисунок 13), в том числе – во время работы контроллера, что позволяет, максимально оптимизировать переходные характеристики преобразователей в зависимости от конкретной ситуации.

Значительная доля рынка понижающих преобразователей приходится на узлы питания цифровых микросхем, имеющих малое напряжение питания при значительном потребляемом токе. Основной проблемой при построении любых сильноточных преобразователей является уменьшение пульсаций тока во входных и выходных цепях. Широко распространенной практикой в этом вопросе является использование многофазного принципа построения преобразователей высокой мощности. В этом случае один основной канал преобразования разбивается на несколько каналов с равномерным делением нагрузки. Все они работают с одинаковой частотой, но со сдвигом по фазе.

Для поддержки многофазного принципа преобразования был разработан метод управления D-CAP+. Устройство контроллера D-CAP+ (рисунок 14), его достоинства и недостатки аналогичны базовой версии D-CAP. Главным отличием микросхем с технологией D-CAP+ является наличие распределителя фаз, предназначенного для распределения импульсов с выхода триггера между транзисторами силовых каналов. При этом обеспечиваются гибкие алгоритмы управления, специфические для многофазных преобразователей, в том числе динамическое управление количеством активных силовых каналов – отключение «лишних» каналов при легкой нагрузке и автоматическое выравнивание токов между силовыми каналами.

Рис. 14. Преобразователь D-CAP+ с четырьмя силовыми каналами

Рис. 14. Преобразователь D-CAP+ с четырьмя силовыми каналами

Примеры контроллеров D-CAP

Ассортимент контроллеров и конвертеров с методом управления D-CAP производства компании Texas Instruments на момент написаний статьи содержит более 70 наименований микросхем и поддерживает все разновидности D-CAP. Для того чтобы ощутить всю мощь этого метода управления, достаточно рассмотреть один из последних контроллеров Texas Instruments, выпущенный в июне 2017 года.

Микросхема TPS53681 (рисунок 15) является двухканальным многофазным понижающим контроллером со встроенной энергонезависимой памятью для хранения настроек, построенным на основе высокопроизводительного ARM-процессора. Благодаря методу управления D-CAP+ обеспечивается высокая скорость реакции на переходные процессы. Гибкий алгоритм динамического отключения силовых каналов обеспечивает высокое значение КПД в широком диапазоне нагрузок. Управление контроллером происходит по интерфейсу PMBus™, с помощью которого можно не только осуществлять ее настройку, но и выполнять телеметрию системы в режиме реального времени, измеряя напряжения, токи и мощность питающих шин, температуру, а также проводить самодиагностику системы. Микросхема выпускается в 40-выводном QFN-корпусе размером 5х5 мм, рассчитанном на работу в диапазоне температур -40…125°С.

Рис. 15. Структурная схема контроллера TPS53681

Рис. 15. Структурная схема контроллера TPS53681

Контроллер TPS53681 позволяет подключать до восьми силовых каналов, которые можно реализовать как на дискретных компонентах, так на основе специализированных модулей, например, NexFET™ Power stage CSD95490Q5MC производства компании Texas Instruments (рисунок 16). В максимальной конфигурации микросхема может быть настроена по схеме 6 + 2 (6 силовых каналов на один канал преобразования, 2 – на другой) или 5 + 3. При использовании в качестве силовых каналов микросхем CSD95490Q5MC максимальный выходной ток 6-канального преобразователя достигает 300 А при выходном напряжении от 0,9 В до величины входного напряжения, которое может находиться в диапазоне 4,5…17 В. Для равномерного распределения нагрузки между силовыми каналами используется патентованная технология фазовой балансировки AutoBalance™. Желаемая частота преобразования программируется пользователем и может находиться в диапазоне 0,3…1 МГц.

Рис. 16. Схема силового канала на микросхеме CSD95490Q5MC

Рис. 16. Схема силового канала на микросхеме CSD95490Q5MC

Заключение

В свое время D-CAP, как и аналогичные ему методы управления, разрабатывался для решения вполне конкретной задачи – обеспечения качественным электропитанием сильноточных потребителей с ярко выраженным импульсным током потребления. К ним относятся интегральные микросхемы специального назначения, высокопроизводительные процессоры, в том числе и для телекоммуникационного оборудования (ARM, Broadcom®, Cavium®), ПЛИС (Intel®, Xilinx®), модули радиосвязи и многое другое. Однако это не значит, что сфера применения метода D-CAP ограничивается только этим, а контроллер D-CAP нельзя использовать в простых разработках, например, в терморегуляторе аквариума.

Конечно, для простых приложений есть более бюджетные варианты контроллеров с традиционными методами управления. Однако там, где есть риск нестабильной работы оборудования, где нет времени на раздумья и где необходимо действовать быстро, контроллеры с алгоритмом управления D-CAP оказываются отличным решением, обеспечивая скорость реакции, которую трудно превзойти, используя другие методы управления.

Наши информационные каналы

О компании Texas Instruments

В середине 2001 г. компании Texas Instruments и КОМПЭЛ заключили официальное дистрибьюторское соглашение, которое явилось результатом длительной и успешной работы КОМПЭЛ в качестве официального дистрибьютора фирмы Burr-Brown. (Как известно, Burr-Brown вошла в состав TI так же, как и компании Unitrode, Power Trend и Klixon). С этого времени компания КОМПЭЛ получила доступ к поставке всей номенклатуры производимых компанией TI компонентов, ...читать далее