№7 / 2018 / статья 5

Обратноходовой преобразователь без оптрона на базе MAX17690

Антон Подколзин (КОМПЭЛ), Евгений Шамин (г. Пенза)

Среди источников вторичного электропитания малого и среднего диапазонов мощности наиболее предпочтительным схемотехническим решением является обратноходовой (flyback) преобразователь – простое и относительной недорогое решение. В данной статье речь пойдет об уникальном решении от Maxim Intergrated – контроллере MAX17690, не требующем ни оптрона в цепи обратной связи, ни дополнительной обмотки трансформатора.

Обычно в устройствах, где требуется гальваническая изоляция между входом и выходом, в цепи обратной необходимо предусмотреть связи либо оптронную развязку, либо, как вариант, дополнительную обмотку трансформатора. Все это усложняет процесс разработки и увеличивает количество компонентов преобразователя.

Компания Maxim Intergrated выпустила микросхему MAX17690, являющуюся основой для построения обратноходового преобразователя без оптронной развязки или дополнительной обмотки трансформатора, работающего на постоянной частоте в режиме разрывных токов. Микросхема реализует инновационный алгоритм точного определения выходного напряжения путем измерения отраженного напряжения на первичной стороне. Точность регулирования микросхемы составляет ±5% во всем диапазоне входных напряжений, нагрузок и температур. Типовая схема преобразователя на основе данной микросхемы показана на рисунке 1. В данной статье мы также рассмотрим контроллер синхронного выпрямления на вторичной стороне – MAX17606. Его применение обусловлено наличием низкого выходного напряжения и высокого тока. Использование диода на вторичной стороне в этом случае приводит к значительному росту мощности потерь и, соответственно, к снижению КПД преобразователя. MAX17606 позволяет вместо диода применить MOSFET, что ощутимо снижает потери вторичной стороны, повышает КПД и упрощает отведение тепла от силовых компонентов.

Рис. 1. Типовая схема включения MAX17690

Рис. 1. Типовая схема включения MAX17690

Ниже напомним, как работают преобразователи такого типа, что представляет собой режим разрывных токов, а также попробуем разобраться, как при применении данной микросхемы удалось обойтись без гальванической развязки с помощью оптрона и насколько корректно данное решение.

Кратко об обратноходовых преобразователях

Обязательными элементами схем рассматриваемых преобразователей являются компоненты, указанные на рисунке 1: силовой ключ Q1 и микросхема в качестве устройства управления на первичной стороне, трансформатор T1, диод D2 и накопительный конденсатор на вторичной стороне (для данной схемы – 2 конденсатора по 100 мкФ). Диаграммы токов и напряжений в схеме представлены на рисунке 2. Эти диаграммы и последующее описание происходящих в схеме процессов основаны на теоретическом расчете, на практике данные могут отличаться.

Рис. 2. Диаграммы токов и напряжений обратноходового преобразователя в режиме граничных токов

Рис. 2. Диаграммы токов и напряжений обратноходового преобразователя в режиме граничных токов

Как и для всех преобразователей напряжения, задачей данной схемы является преобразование входного напряжения одного номинала (Vin) в выходное стабилизированное напряжение другого номинала (Vout). Эта задача решается циклическим повторением разделенных по времени процессов – накопления энергии в магнитном поле трансформатора T1 и отдачи ее в нагрузку. Накопление энергии осуществляется во время действия импульса NDRV, обеспечивающего открытое состояния ключа Q1, при котором происходит плавное нарастание тока Ipri в первичной обмотке трансформатора под действием напряжения Vin. В это время ток во вторичной обмотке Isec отсутствует, что обеспечивается полярностью напряжения на ней и закрытым по этой причине диодом D2. По окончанию импульса происходят процессы, результатом которых являются резкая смена полярности напряжений на обмотках трансформатора, показанная на диаграмме для Vds (для первичной обмотки трансформатора). Смена полярности напряжений сопровождается также резким спадом тока в первичной цепи (до 0) и нарастанием – во вторичной. Ток во вторичной обмотке порождается энергией магнитного поля трансформатора и замыкается через открывающийся диод на заряд конденсатора нагрузки и питание самой нагрузки. Производимая этим током отдача накопленной магнитной энергии в нагрузку происходит уже при напряжении Vout.

Режимом разрывных токов для них будет являться такой выбор параметров схемы управления, при котором новый цикл преобразования энергии не начнется до тех пор, пока ток во вторичной цепи полностью не спадет до нуля. Обеспечение этого условия возможно как на постоянной, так и на изменяющейся частоте преобразования. При постоянной частоте поддержание стабильности выходного напряжения и его регулирование производятся изменением ширины импульса открытого состояния ключа, приводящим к изменению коэффициента заполнения импульсов. При превышении выходным напряжением установленного значения схема управления должна уменьшать этот коэффициент, а при уменьшении – увеличивать. Обычно источником информации для схемы управления открытым состоянием ключа является обратная связь прямо с делителя выходного напряжения или оптрона, если необходима гальваническая развязка входных и выходных цепей преобразователя.

Для рассматриваемой микросхемы MAX17690 компанией-производителем декларируется отсутствие необходимости в обратной связи с помощью оптрона и обеспечение стабилизации напряжения, исходя из процессов, происходящих на первичной стороне. Каким же образом это достигается? Рассмотрим диаграмму Vds на рисунке 2, а именно – напряжение Vo/k. Оно пропорционально величине выходного напряжения с учетом коэффициента трансформации трансформатора и присутствует в виде разности напряжений на выводах Vin и FB микросхемы все время, пока во вторичной цепи через диод D2 протекает спадающий ток. Внутри микросхемы эта информация преобразуется в форму, удобную для формирования ширины импульса. Эта информация несколько хуже информации от оптрона в связи с тем, что время ее существования ограничено, и в ней к, собственно, выходному напряжению добавляется падение напряжения на диоде и паразитные явления в трансформаторе. Наиболее неприятным является ограниченное время существования достоверной информации о выходном напряжении при работе такого преобразователя с малыми токами нагрузки. Данный режим некомфортен и для обычного обратноходового преобразователя с обратной связью через оптрон, а для преобразователя без оптрона он некомфортен вдвойне, поскольку при пропусках управляющих импульсов, характерных для режима малых токов, достоверная информация об уровне выходного напряжения значительную часть времени отсутствует. Для преодоления данной проблемы необходимо нагрузить преобразователь минимальным током с помощью резистора или применить защитный стабилитрон для ограничения выходного напряжения.

Разобравшись с краткими теоретическими сведениями по данному типу преобразователей, можем приступить к следующим разделам.

Пример расчета изолированного обратноходового преобразователя на MAX17690 и MAX17606

Входное напряжение микросхемы MAX17690 находится в диапазоне 4,5…60 В, частота преобразования может быть настроена в диапазоне 50…250 кГц, температурный диапазон составляет -40…125°С, пиковый ток управления затвором ключа – +2 А/-4 A, точность поддержания выходного напряжения ±5%. В микросхеме имеются термозащита, защита от короткого замыкания, программируемый старт, защита от превышения входного напряжения, вход разрешения работы и другие возможности. Поставляется микросхема в компактном 16 выводном TQFN-корпусе размерами 3х3 мм.

Теперь, когда разница между традиционным обратноходовым преобразователем с оптической обратной связью и микросхемой MAX17690 с оптронной развязкой понятна, можно рассмотреть практическую реализацию данного преобразователя. В рамках данной статьи будет произведен расчет преобразователя с параметрами, указанными в таблице 1.

Таблица 1. Параметры рассчитываемого преобразователя

KC RVCM
640 0 кОм
320 75 кОм
160 121 кОм
80 220 кОм
40 Разрыв

При расчете преобразователя можно выделить 2 этапа:

  • расчет магнитных и силовых компонентов схемы;
  • настройка параметров контроллера MAX

А также в конце будут даны несколько практических советов по трассировке печатной платы.

В последующем расчете будут использованы обозначения параметров в соответствии с таблицей 2.

Таблица 2. Параметры рассчитываемого преобразователя

Символ Описание
VIN(MIN) Минимальное входное напряжение
VOVI Порог выключения при перенапряжении
VO Номинальное выходное напряжение
IO Номинальный выходной ток
PO Выходная мощность
ηMAX Заданный КПД при максимальной нагрузке
DMAX Максимальный коэффициент заполнения
fSW Частота коммутации
nSP Коэффициент трансформации со вторичной стороны на первичную

Расчет магнитных и силовых компонентов схемы

Для начала рассчитаем максимальный коэффициент заполнения. Он вычисляется при максимальной выходной мощности PO(MAX) и минимальном входном напряжении VIN(MIN). Микросхема MAX17690 использует алгоритм управления по максимальному значению тока (Peak Current Mode). Силовые преобразователи, работающие с данным алгоритмом управления, имеют субгармонические осцилляции и нестабильность тока индуктивности при коэффициентах заполнения выше 50%. Эти явления нивелируются, если в цепи измерения тока используется функция компенсации наклона (Slope compensation) сигнала обратной связи. Данная функция уже встроена в контроллер MAX17690, что позволяет ему работать с коэффициентом заполнения больше 50%. Максимальный коэффициент заполнения, с которым может работать микросхема, составляет 66%.

Расчет максимального коэффициент заполнения импульсов

Расчет максимального коэффициент заполнения импульсов вычисляется по формуле 1.

$$D_{MAX}=\left(\frac{V_{IN(MAX)}}{V_{IN(MAX)}+(2\times V_{IN(MIN)})} \right)=\frac{50}{50+(2\times 10)}\approx 0.714\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

В документации на микросхему MAX17690 указано, что в случае, если расчетный максимальный коэффициент заполнения получается выше 0,65 – его все равно следует принять за 0,65. Таким образом, для данного преобразователя получаем:

$$D_{MAX}=0.65$$

Расчет минимального коэффициента заполнения импульсов

Микросхема MAX17690 получает текущую информацию о токе индуктивности намагничивания путем измерения напряжения на резисторе (RCS) в течение времени открытого состояния полевого транзистора (формула 2).

$$\Delta I_{LP}=\frac{\Delta V_{RCS}}{R_{CS}}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Значение ΔILP имеет свой максимум при значениях DMAX и VIN(MIN), а минимальное значение получается при значениях DMIN и VIN(MAX) вычисляется по формулам 3 и 4:

$$\frac{V_{IN(MIN)}}{L_{P}}=\frac{\Delta V_{RCS(MAX)}\times f_{SW}}{D_{MAX}\times R_{CS}}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

$$\frac{V_{IN(MAX)}}{L_{P}}=\left(\frac{\eta_{MAX}}{\eta_{MIN}}\times \frac{\Delta V_{RCS(MIN)}}{R_{CS}} \right)\times \frac{f_{SW}}{D_{MIN}}\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Решая оба уравнения, получаем формулу 5:

$$D_{MIN}=D_{MAX}\times \frac{\eta_{MAX}}{\eta_{MIN}}\times \frac{\Delta V_{IN(MIN)}}{\Delta V_{IN(MAX)}}\times \frac{\Delta V_{RCS(MIN)}}{\Delta V_{RCS(MAX)}}\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Значения ΔVRCM(MIN) и ΔVRCM(MAX) соответствуют минимальному (20 мВ) и максимальному порогу ограничения по току (100 мВ) микросхемы MAX17690. Итак, для значений ΔVRCM(MIN) = 10 В, ΔVRCM(MAX) = 50 В и DMAX = 0,65, получаем:

$$D_{MIN}\approx 0.04$$

Расчет максимальной частоты преобразования

Регулирование выходного напряжения данной микросхемой реализуется путем измерения отраженного напряжения на первичной стороне. MAX17690 имеет минимальное критическое время, в течение которого должен быть открыт полевой транзистор первичной стороны:

$$t_{ON(CRIT)}=2.35\,нс$$

Минимальное время открытого состояния транзистора рассчитывается при минимальном коэффициенте заполнения DMIN, и оно не должно быть меньше tON(CRIT). Необходимо самостоятельно задать минимальное время открытого состояния транзистора, чтобы оно было больше, чем критическое время:

$$t_{ON(MIN)}>t_{ON(CRIT)}$$

Таким образом, зададим tON(MIN) = 315 нс и подсчитаем частоту коммутации преобразователя (формула 6):

$$t_{ON(MIN)}=T_{SW}\times D_{MIN}$$

$$f_{SW}=\frac{D_{MIN}}{t_{ON(MIN)}}=\frac{0.04}{315\times 10^{-9}}\approx 128000\,кГц\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Также при расчете других преобразователей следует иметь в виду, что значение частоты коммутации в обязательном порядке должно находиться в диапазоне 50…250 кГц.

Расчет индуктивности намагничивания первичной стороны

Максимальная входная мощность рассчитывается по формуле 7:

$$P_{IN(MAX)}=\frac{P_{O(MAX)}}{\eta_{MAX}}=\frac{V_{O}\times I_{O(CL)}}{\eta_{MAX}}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

Для обратноходового преобразователя, работающего в режиме разрывных токов, вся энергия, накопленная в индуктивности намагничивания за первый такт работы, полностью отдается в нагрузку в течение второго (обратного) такта. То есть, в один такт работы вся мощность в полном объеме передается от источника в нагрузку. Поэтому, используя отношение EIN(MAX) = PIN(MAX) × t, получаем формулу 8:

$$E_{IN(MAX)}=P_{IN(MAX)}\times t_{SW}=\frac{V_{O}\times I_{O(CL)}}{\eta_{MAX}\times f_{SW}}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Максимальная энергия, запасаемая в индуктивности намагничивания, высчитывается по формуле 9:

$$E_{IN(MAX)}=\frac{1}{2}\times L_{P}\times \Delta I_{LP(MAX)}^2\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Также известно, что максимальное значение тока индуктивности намагничивания LP получается при минимальном входном напряжении ΔILP(MAX) и максимальном времени открытого состояния MOSFET tON(MAX). Таким образом, получаем (формула 10):

$$V_{IN(MIN)}=L_{P}\times \frac{\Delta I_{LP(MAX)}}{t_{ON(MAX)}}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Путем несложных преобразований, получаем формулу 11:

$$E_{IN(MAX)}=\frac{V_{IN(MIN)}^2\times t_{ON(MAX)}^2}{2\times L_{P}}\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Далее приравниваем обе формулы максимальной запасаемой энергии индуктивности намагничивания (формула 12):

$$\frac{V_{IN(MIN)}^2\times t_{ON(MAX)}^2}{2\times L_{P}}=\frac{V_{O}\times I_{O(CL)}}{\eta_{MAX}\times f_{SW}}\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

И, наконец, из общей формулы выводим значение индуктивности намагничивания трансформатора LP (формула 13):

$$L_{P}=\frac{\eta_{MAX}\times V_{IN(MIN)}^2\times D_{MAX}^2}{2\times V_{O}\times I_{O(CL)}\times f_{SW}}\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Если принять КПД при максимальной нагрузке ηMAX = 0,85, а также подставить следующие значения: VIN(MIN) = 10 B, ηMAX = 0,85, VO = 5 B, IO(CL) = 2,2 A, fSW = 128 кГц, то получаем:

$$L_{P(MAX)}\approx 12.8\,мкГн,$$

а с учетом допуска в 10%, получаем LP ≈ 11,5 мкГн. Последнее значение и будет использоваться в дальнейших расчетах.

Расчет обратного коэффициента трансформации со вторичной на первичную сторону

Преобразователь на контроллере MAX17690 работает в режиме граничной проводимости токов (boundary mode) между режимами неразрывных и разрывных токов индуктивности. Таким образом, обратный коэффициент трансформации будет рассчитан, исходя из равенства вольт-секундных площадей на индуктивности намагничивания. Вольт-секундная площадь за период первого (прямого) такта будет численно равна вольт-секундной площади за период второго (обратного) такта. Расчет будет вестись исходя из самого худшего случая режима работы преобразователя, а именно – при минимальном входном напряжении VIN(MIN) и максимальной выходной мощности PO(MAX) при максимальном коэффициенте заполнения DMAX. Время открытого состояния MOSFET первичной стороны можно определить как DMAX × TSW, а время открытого состояния диода или MOSFET (в случае синхронного выпрямления) будет определяться как (1 – DMAX) × TSW. Учитывая, что магнитная связь между первичной и вторичной сторонами не идеальна, что выражается в наличии индуктивности рассеяния и сопротивления обмоток, то введем коэффициент магнитной связи трансформатора ŋM = 0,9. Этот коэффициент говорит о том, что создание определенного количества вольт-секунд на вторичной стороне требует большего количества вольт-секунд на первичной из-за того что часть магнитного потока не участвует в передаче энергии. Таким образом, получаем уравнение баланса вольт-секундных площадей (формула 14):

$$\frac{V_{IN(MIN)}\times D_{MAX}\times t_{SW}}{\eta_{M}\times N_{P}}=\frac{(V_{O}+V_{F})\times (1-D_{MAX})\times t_{SW}}{N_{S}}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Откуда можно вывести nSP (формула 15):

$$n_{SP}=\frac{N_{S}}{N_{P}}=\frac{(V_{O}+V_{F})\times (1-D_{MAX})\times \eta_{M}}{V_{IN(MIN)}\times D_{MAX}}\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Полагая, что VF = 0,5 В (для случая синхронного выпрямителя), VO = 5 B, DMAX = 0,65 B и VIN(MIN) = 10 B, получаем следующее значение:

$$n_{SP}\approx 0.27$$

Расчет максимального и действующего значений тока первичной стороны трансформатора

Максимальное значение тока первичной стороны трансформатора считается при значениях VIN(MIN) и DMAX. Расчет ведется по формуле 16:

$$\Delta I_{LP(MAX)}=\frac{V_{IN(MIN)}\times D_{MAX}}{L_{P}\times f_{SW}}\approx 4.4\,А\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

Действующее значение тока первичной стороны трансформатора можно посчитать, используя ΔILP(MAX) и DMAX (формула 17):

$$\Delta I_{LP(RMS)}=\Delta I_{LP(MAX)}\times \sqrt{\frac{D_{MAX}}{3}}\approx 2.05\,А\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

Расчет максимального и действующего значений тока вторичной стороны трансформатора

Полагая, что преобразователь работает в режиме граничной проводимости токов, максимальный ток вторичной стороны будет пропорционален максимальному выходному току IO(MAX) и максимальному коэффициенту заполнения DMAX. Максимальное и действующее значения тока на вторичной стороне рассчитываются по формулам 18 и 19:

$$\Delta I_{LS(MAX)}=\frac{2\times I_{O(MAX)}}{(1-D_{MAX})}\approx 14.28\,А\qquad{\mathrm{(}}{18}{\mathrm{)}}$$

$$\Delta I_{LS(RMS)}=\Delta I_{LS(MAX)}\times \sqrt{\frac{(1-D_{MAX}}{3}}\approx 4.9\,А\qquad{\mathrm{(}}{19}{\mathrm{)}}$$

Получение общей спецификации на трансформатор

Все критические параметры, необходимые для выбора трансформаторы, собраны в таблице 3.

Таблица 3. Параметры трансформатора

Параметр Символ Значение
Индуктивность намагничивания, мкГн LP 12,8 ± 10%
Максимальный ток первичной стороны, А ILP(MAX) 4,4
Действующее значение тока первичной стороны, А ILP(RMS) 2,05
Обратный коэффициент трансформации nSP 0,27
Максимальный ток вторичной стороны, А ILS(MAX) 14,3
Действующее значение тока вторичной стороны, А ILS(RMS) 4,9

Используя параметры из таблицы 3, можно разработать трансформатор или выбрать подходящий из моделей, выпускаемых серийно.

Расчет параметров выпрямителя вторичной стороны трансформатора

В качестве контроллера синхронного выпрямления будет использоваться микросхема MAX17606. Она предназначена для применения в обратноходовых преобразователях, работающих в режиме разрывных токов индуктивности (DCM) или же в режиме граничной проводимости (BCM). Упрощенная схема включения MAX17606 в составе преобразователя представлена на рисунке 3. На нем видно, что MAX17606 управляет полевым транзистором QS. Основные параметры, на основе которых будет выбираться выпрямительный MOSFET QS – это максимальное и действующее значения тока, максимальное обратное напряжение и потери прибора.

Рис. 3. Упрощенная схема включения микросхем MAX17606 и MAX17690

Рис. 3. Упрощенная схема включения микросхем MAX17606 и MAX17690

Через вторичную обмотку трансформатора протекают те же самые токи, что и через MOSFET QS. Поэтому максимальное и действующее значения тока можно взять из таблицы 2: IQS(MAX) = 14,3 A, IQS(RMS) = 4,9 A.

Максимальное напряжение, которое должен выдержать MOSFET, можно посчитать по формуле (20):

$$V_{QS(MAX)}=n_{SP}\times V_{IN(MAX)}+V_{O}=0.25\times 50+5=17.5\,В\qquad{\mathrm{(}}{20}{\mathrm{)}}$$

Под полученные значения напряжения и токов подходит транзистор SiR836DP. Параметры транзистора, требуемые для расчета, сведены в таблицу 4.

Таблица 4. Параметры выбранного MOSFET вторичной стороны

Параметр Значение
Максимальное напряжение «сток-исток», В 40
Продолжительный ток стока, А 4,1
Импульсный ток стока, А 20
Сопротивление канала при VGS = 7,5 B, мОм 32,5
Порог напряжения затвора VGSTH, В 1,2
Типовое напряжение затвора (плато Миллера) VGSPL, В 2,7
Суммарный заряд затвора QG(TOT), нКл 18
Типовое значение заряда QGD, нКл 2,1
Суммарное значение выходной емкости QOSS, пФ 100

Суммарные потери в транзисторе QS можно определяются по формулам 21, 22, 23:

$$P_{TOTAL}=P_{CON}+P_{CDS}+P_{SW}$$

$$P_{CON}=I_{QS(RMS)}^2\times R_{DS(ON)}\approx 780\,мВт\qquad{\mathrm{(}}{21}{\mathrm{)}}$$

$$P_{CDS}=\frac{1}{2}\times f_{SW}\times C_{OSS}\times V_{QS(MAX)}^2\approx 2\,мВт\qquad{\mathrm{(}}{22}{\mathrm{)}}$$

$$P_{SW}=\frac{1}{2}\times f_{SW}\times I_{QS(MAX)}\times \left(\frac{V_{GS(PL)}-V_{GS(TH)}}{V_{GS(PL)}}\times \frac{Q_{G(TOT)}+Q_{GD}}{I_{DRV}} \right)\approx 2.5\,мВт\qquad{\mathrm{(}}{23}{\mathrm{)}}$$

Причем за IDRV принимается максимальный ток, который может отдать микросхема MAX17606 при включении транзистора QS.

Расчет параметров полевого транзистора первичной стороны трансформатора

Расчет параметров MOSFET первичной стороны является одной из самых важных задач при проектировании преобразователя. Основные параметры, на основе которых будет выбираться выпрямительный MOSFET QP – это максимальное и действующее значения тока, максимальное обратное напряжение и потери прибора.

Через MOSFET QP протекают те же самые токи, которые были получены для первичной обмотки трансформатора (таблица 3): IQP(MAX) = 4,8 A и IQP(RMS) = 2,23 A.

Максимальное напряжение между стоком и истоком, которое должен выдерживать MOSFET, складывается из максимального входного напряжения VIN(MAX), отраженного выходного напряжения, пересчитанного на первичную сторону трансформатора, и выброса напряжения индуктивности рассеяния в момент выключения транзистора (коэффициент 1,5 в формуле 24 учитывает этот выброс). Таким образом, максимальное напряжение MOSFET VQP(MAX) можно посчитать по формуле 24:

$$V_{QP(MAX)}=1.5\times \left(\frac{V_{F}+V_{O}}{n_{SP}} \right)\times V_{IN(MAX)}\approx 83\,В\qquad{\mathrm{(}}{24}{\mathrm{)}}$$

С учетом некоторого разумного запаса можно выбрать MOSFET, подходящий под заданные параметры SiR872ADP. Параметры транзистора сведены в таблицу 5.

Таблица 5. Параметры выбранного MOSFET первичной стороны

Параметр Значение
Максимальное напряжение «сток-исток», В 150
Продолжительный ток стока, А 53,7
Импульсный ток стока, А 100
Сопротивление канала при VGS = 7,5 B, мОм 40
Порог напряжения затвора VGSTH, В 2,5
Типовое напряжение затвора (плато Миллера) VGSPL, В 6,0
Суммарный заряд затвора QG(TOT), нКл 47
Типовое значение заряда QGD, нКл 10
Суммарное значение выходной емкости QOSS, пФ 327

Теперь необходимо оценить потери транзистора QP. Это можно сделать аналогично расчетам, которые применялись для транзистора вторичной стороны (формулы 25, 26, 27):.

$$P_{TOTAL}=P_{CON}+P_{CDS}+P_{SW}$$

$$P_{CON}=I_{QS(RMS)}^2\times R_{DS(ON)}\approx 200\,мВт\qquad{\mathrm{(}}{25}{\mathrm{)}}$$

$$P_{CDS}=\frac{1}{2}\times f_{SW}\times C_{OSS}\times V_{QS(MAX)}^2\approx 110\,мВт\qquad{\mathrm{(}}{26}{\mathrm{)}}$$

$$P_{SW}=\frac{1}{2}\times f_{SW}\times I_{QS(MAX)}\times \left(\frac{V_{GS(PL)}-V_{GS(TH)}}{V_{GS(PL)}}\times \frac{Q_{G(TOT)}+Q_{GD}}{I_{DRV}} \right)\approx 0\,мВт\qquad{\mathrm{(}}{27}{\mathrm{)}}$$

Ввиду того, что схема работает в режиме граничной проводимости током индуктивности, и в каждый новый цикл работы ток начинает расти с нуля, следовательно, ток включения равен нулю IQS(T-ON) = 0 и тогда потери включения PSW = 0.

Расчет снабберной цепочки первичной стороны трансформатора

Сначала коротко опишем процессы, происходящие при выключении MOSFET первичной стороны (рисунок 4). При выключении транзистора QP ток ILP начинает заряжать выходную емкость транзистора COSS. Далее на вторичной стороне открывается синхронный MOSFET, и энергия, запасенная в индуктивности намагничивая, начинает транслироваться на вторичную сторону. Однако энергия, которая была запасена в индуктивности рассеяния трансформатора, продолжает высвобождаться и заряжать выходную емкость COSS, так как ей больше некуда деваться. Напряжение выходной емкости COSS продолжает расти и, если оно превысит максимальное напряжение транзистора QP, транзистор выйдет из строя.

Один из способов избежать этой ситуации – это добавить RCD-снабберную цепочку параллельно первичной обмотке трансформатора.

Рис. 4. Схема входного каскада преобразователя со снабберной RCD-цепочкой

Рис. 4. Схема входного каскада преобразователя со снабберной RCD-цепочкой

Сопротивление резистора RSN определяется по формуле 28:

$$R_{SN}=\frac{V_{CSN}^2}{\frac{1}{2}\times L_{LK}\times \Delta I_{SN}^2\times \frac{V_{CSN}}{V_{CSN}-\left(\frac{V_{O}+V_{F}}{n_{SP}}\right)\times f_{SW}}}\qquad{\mathrm{(}}{28}{\mathrm{)}}$$

Из этого следует, что ΔISN = ILP(MAX), VCSN = 63 B, а LLK можно принять за 2,5…3,0% от индуктивности намагничивания трансформатора LP.

Соотношение между RSN и CSN имеет следующий вид (формула 29):

$$C_{SN}=\frac{V_{CSN}}{\Delta V_{CSN}\times R_{SN}\times f_{SW}}=4.7\,нФ\qquad{\mathrm{(}}{29}{\mathrm{)}}$$

При этом обычно параметр ΔVCSN должен составлять 10…30% от VCSN.

Мощность снабберного резистора RSN рассчитывается по формуле 30:

$$P_{SN}=\frac{V_{CSN}^2}{R_{SN}}\approx 800\,мВт\qquad{\mathrm{(}}{30}{\mathrm{)}}$$

Снаберрный диод DSN должен иметь класс напряжения как минимум такой же, как и транзистор первичной стороны QP. Однако, несмотря на то, что средний ток через этот диод мал, максимальный ток должен быть выше, чем значение ILP(MAX).

Расчет выходного конденсатора

На рисунке 5 изображена упрощенная схема выходного каскада обратноходового преобразователя. Основной фактор выбор конденсатора на вторичной стороне – это требования, предъявляемые к высокочастотным пульсациям выходного напряжения.

Рис. 5. Упрощенная схема выходного каскада преобразователя

Рис. 5. Упрощенная схема выходного каскада преобразователя

Прежде всего следует рассмотреть осциллограммы токов, протекающих в один период работы на вторичной стороне трансформатора (рисунок 6). Из данного рисунка видно, что в установившемся режиме нагрузка потребляет некий постоянный средний ток IO. При этом стоит обратить внимание, что в течение интервала (t2 – t3) выходной конденсатор полностью обеспечивает питание нагрузки током IO. За этот интервал времени выходной конденсатор начинает разряжаться.

Рис. 6. Осциллограммы токов на вторичной стороне трансформатора

Рис. 6. Осциллограммы токов на вторичной стороне трансформатора

В момент времени t3, когда транзистор первичной стороны QP полностью закрылся, транзистор синхронного выпрямителя вторичной стороны QS начинает проводить ток и заряжать выходной конденсатор. Таким образом, путем циклического процесса заряда-разряда выходного конденсатора получаются высокочастотные пульсации, которые описываются формулой 31:

$$I_{O}=C_{O}\times \frac{\Delta V_{CO}}{\Delta t}\qquad{\mathrm{(}}{31}{\mathrm{)}}$$

Для процесса разряда конденсатора за интервал времени (t2 – t3) вычисление примет следующий вид (формула 32):

$$I_{CO}=C_{O}\times \frac{\Delta V_{CO}}{(t_{2}-t_{3})}\qquad{\mathrm{(}}{32}{\mathrm{)}}$$

Принимая во внимание, также, что в течение интервала (t2 – t3) проводит полевой транзистор на первичной стороне находится в проводящем состоянии, это время можно выразить через коэффициент заполнения D и период коммутации (формула 33):

$$(t_{2}-t_{3})=D\times T_{SW}=\frac{D}{f_{SW}}\qquad{\mathrm{(}}{33}{\mathrm{)}}$$

Следовательно, емкость выходного конденсатора можно выразить следующим образом (формула 34):

$$C_{O}=I_{O}\times \frac{1}{\Delta V_{CO}}\times \frac{D}{f_{SW}}\qquad{\mathrm{(}}{34}{\mathrm{)}}$$

При подстановке в формулу 34 значения допустимых пульсаций ΔVCO из таблицы 1 максимального выходного тока нагрузки IO(MAX), который обеспечивается при максимальном коэффициенте заполнения DMAX, получаем минимально допустимую выходную емкость (формула 35):

$$C_{O(MIN)}=I_{O(MAX)}\times \frac{1}{\Delta V_{CO}}\times \frac{D_{MAX}}{f_{SW}}\approx 203\,мкФ\qquad{\mathrm{(}}{35}{\mathrm{)}}$$

При подборе выходного конденсатора следует также учитывать его эквивалентное последовательное сопротивление ESR, который также создает дополнительные пульсации напряжения. Крайне желательно выбирать конденсаторы с малым значением ESR для уменьшения высокочастотных пульсаций.

Еще один параметр, по которому необходимо правильно выбрать конденсатор – это действующее значение тока, который для IO(MAX), DMAX и VIN(MIN) рассчитывается по формуле 36:

$$I_{CO(RMS)}=\sqrt{\frac{1-D_{MAX}}{3}\times \left(\frac{2\times I_{O(MAX)}}{1-D_{MAX}} \right)^2-I_{O(MAX)}^2}\approx 3.35\,А\qquad{\mathrm{(}}{36}{\mathrm{)}}$$

Еще одним условием выбора выходного конденсатора является допустимая просадка напряжения при скачкообразном изменении тока нагрузки. Допустим, что изменение выходного напряжения не должно превышать 3% при скачке тока нагрузки в размере 50% номинального значения.

Для начала определим время реакции системы управления на изменения в нагрузке, которое считается по формуле 37:

$$t_{RESPONSE}=\left(\frac{1}{3\times f_{C}}+\frac{1}{f_{SW}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{37}{\mathrm{)}}$$

Частота единичного усиления fC выбирается из диапазона между fCSW/20 и fCSW/40. Допустим, fC = 4,5 кГц, а fSW = 128 кГц, как уже было определено ранее, тогда согласно формуле 37, получим:

$$t_{RESPONSE}=\left(\frac{1}{3\times 4.5\,кГц}+\frac{1}{128\,кГц} \right)\approx 81.15\,мкс$$

Выходную емкость CO, которая обеспечивает допустимое отклонение выходного напряжения ΔVO = 0,15 B при заданном скачке тока нагрузки ISTEP = 1 A, можно определить по формуле 38:

$$C_{O}=\frac{I_{STEP}\times t_{RESPONSE}}{2\times \Delta V_{O}}\approx 270\,мкФ\qquad{\mathrm{(}}{38}{\mathrm{)}}$$

Данная емкость получилась больше, чем рассчитанная ранее CO(MIN), поэтому ориентироваться следует именно на CO. С небольшим запасом можно определить CO = 33 мкФ.

Расчет резистора токового шунта

Как уже было сказано в разделе «Расчет минимального коэффициента заполнения импульсов», микросхема MAX17690 получает актуальную информацию о токе первичной стороны трансформатора путем измерения напряжения на токовом шунте RCS (формула 39):

$$\Delta I_{LP}=\frac{\Delta V_{RCS}}{R_{CS}}\qquad{\mathrm{(}}{39}{\mathrm{)}}$$

Также, как уже было указано в разделе «Расчет индуктивности намагничивания первичной стороны», обратноходовой преобразователь, работающий в режиме разрывных токов, всю энергию, накопленную за первую часть периода работы в индуктивности, полностью отдает в нагрузку в течение второго периода работы (формулы 40 и 41):

$$E_{IN(MAX)}=P_{IN(MAX)}\times t_{SW}=\frac{V_{O}\times I_{O(MAX)}}{\eta_{MAX}\times f_{SW}}\qquad{\mathrm{(}}{40}{\mathrm{)}}$$

$$E_{IN(MAX)}=\frac{1}{2}\times L_{P}\times \Delta I_{LP(MAX)}^2\qquad{\mathrm{(}}{41}{\mathrm{)}}$$

Поэтому, воспользовавшись данными формулами, можно вывести параметр ΔILP, а затем получить RCS, учитывая, что ΔVRCS = 100 мВ (формулы 42 и 43):

$$\Delta I_{LP}=\sqrt{\frac{2\times V_{O}\times I_{O(MAX)}}{\eta_{MAX}\times f_{SW}\times L_{P}}}\qquad{\mathrm{(}}{42}{\mathrm{)}}$$

$$R_{CS}=\Delta V_{RCS}\times \sqrt{\frac{\eta_{MAX}\times f_{SW}\times L_{P}}{2\times V_{O}\times I_{O(MAX)}}}\approx 25\,мОм\qquad{\mathrm{(}}{43}{\mathrm{)}}$$

Расчет компонентов обвязки микросхемы

Настройка частоты коммутации

Микросхема MAX17690 позволяет настаивать частоту коммутации в диапазоне 50…250 кГц. Более низкая частота выбирается, когда требуется более высокий КПД. Работа на более высокой частоте позволяет уменьшить размер реактивных компонентов схемы. Для рассматриваемого в данной статье преобразователя была выбрана частота 128 кГц. Настроить требуемую частоту коммутации можно путем выбора номинала сопротивления RFSW, которое определяется по формуле 44:

$$R_{FSW}=\frac{5\times 10^6}{f_{SW}}\approx 39\,кОм\qquad{\mathrm{(}}{44}{\mathrm{)}}$$

Настройка времени плавного пуска

За настройку времени плавного пуска отвечает конденсатор CSS, который устанавливается между ножками SS и SGND. Встроенный источник тока 5 мкА плавно заряжает емкость CSS. В процессе запуска напряжение на емкости CSS используется в качестве опорного сигнала для встроенного усилителя ошибки обратной связи. Если задаться временем плавного запуска, например, tSS = 10 мс, то конденсатор CSS можно рассчитать по формуле 45:

$$C_{SS}=5\times t_{SS}\approx 50\,нФ\qquad{\mathrm{(}}{45}{\mathrm{)}}$$

Настройка порогов защиты от перенапряжения и пониженного напряжения

Настройка порога по защите от пониженного напряжения производится расчетом делителя напряжения RUVLO1  и RUVLO2  для ножки EN/UVLO. Уровень напряжения порога срабатывания VUVLO = 1,215 В. Если задать нижний порог входного напряжения отключения, пример, VIN(UVLO) = 9 В, то резисторы делителя можно определить из следующего соотношения (формула 46):

$$V_{UVLO}=V_{IN(UVLO)}\times \frac{R_{UVLO1}}{R_{UVLO1}+R_{UVLO2}}\qquad{\mathrm{(}}{46}{\mathrm{)}}$$

Аналогично обстоит ситуация и с настройкой порога перенапряжения VIN(OV), который также настраивается с помощью резистивного делителя напряжения ROV1 и ROV2 для ножки OVI. Внутренний порог срабатывания защиты от перенапряжения VOV = 1,215 B. Если напряжение на ножке OVI превысит это значение – контроллер выключится. Если напряжение на ножке спадает – контроллер включится через функцию плавного пуска. Если задать нижний порог входного напряжения отключения, пример, VIN(OV) = 51 B, то резисторы делителя можно определить по формуле 47:

$$V_{OV}=V_{IN(OV)}\times \frac{R_{OV1}}{R_{OV1}+R_{OV2}}\qquad{\mathrm{(}}{47}{\mathrm{)}}$$

Для однозначного срабатывания обоих защит – от перенапряжения OVI и от низкого напряжения EN/UVLO – пороги имеют встроенный гистерезис. Рекомендуется, чтобы сопротивления ROV2 и RUVLO2 лежали в диапазоне 100…1000 кОм, а сопротивления ROV1 и RUVLO1 – в диапазоне 5…100 кОм.

Блокирующие конденсаторы

Входное напряжение преобразователя напрямую подается на ножку VIN. Для надежной и точной работы между ножками VIN и SGND следует поместить керамический конденсатор емкостью не менее 1,0 мкФ, который должен быть расположен как можно ближе к контроллеру MAX17690. Ножка VIN питает также внутренний линейный LDO-регулятор, выход которого находится на ножке INTVCC. Следует поместить керамический конденсатор емкостью не менее 2,2 мкФ между ножками INTVCC и SGND.

Настройка параметров цепи обратной связи

Для стабильной работы цепи обратной связи критически важно правильно подобрать сопротивления RSET, RFB, RIN, RVCM и RTS.

Оптимальное значение сопротивления RSET уже определено производителем контроллера и изменять его не рекомендуется:

$$R_{SET}=10\,кОм.$$

Резистор обратной связи рассчитывается по формуле 48, причем из документации на MAX17690 напряжение VSET = 1 B:

$$R_{FB}=\frac{R_{SET}}{V_{SET}\times n_{SP}}\times \left(V_{O}+V_{F} \right)\approx 204\,кОм\qquad{\mathrm{(}}{48}{\mathrm{)}}$$

Общее полученное сопротивление можно составить из нескольких последовательных резисторов для более точной установки выходного напряжения. Например (формула 49):

$$R_{FB}=R_{FB1}+R_{FB2}=200+3.9=203.9\,кОм\qquad{\mathrm{(}}{49}{\mathrm{)}}$$

Внутренняя цепочка температурной компенсации зависит от входного напряжения VIN и сопротивления RIN, которые высчитывается по формуле 50:

$$R_{IN}=0.6\times R_{FB}\approx 122.410\,кОм\qquad{\mathrm{(}}{50}{\mathrm{)}}$$

Микросхема MAX17690 генерирует внутреннее напряжение, пропорциональное вольт-секундному произведению за интервал открытого состояния транзистора QP первичной стороны. Это позволяет правильно определять момент измерения для напряжения VFLYBACK, по которому регулируется выходное напряжение в течение времени закрытого состояния транзистора QP. Чтобы правильно посчитать резистор RVCM, необходимо сначала высчитать специальный коэффициент KC по формуле 51:

$$K_{C}=\frac{(1-D_{MAX})\times 10^8}{3\times f_{SW}}=120\qquad{\mathrm{(}}{51}{\mathrm{)}}$$

Далее по таблице 6 следует выбрать сопротивление RVCM, соответствующее следующему по порядку большему коэффициенту KC. В данном случае RVCM = 121 кОм (KC = 160 – это следующее ближайшее значение по возрастанию).

Таблица 6. Таблица соответствия между KC и RVCM

KC RVCM
640 0 кОм
320 75 кОм
160 121 кОм
80 220 кОм
40 Разрыв

И, наконец, сопротивление RTC можно посчитать по формуле 52:

$$R_{TC}=-R_{FB}\times n_{SP}\times \frac{\delta T}{\delta V_{F}}\times \frac{\delta V_{TC}}{\delta T}\qquad{\mathrm{(}}{52}{\mathrm{)}}$$

Однако из-за применения в выходной цепи синхронного выпрямителя, соотношение

$$\frac{\delta V_{F}}{\delta T}=0.$$

Следовательно, значение RTC близко к бесконечности, что говорит о разрыве в цепи.

Настройка компонентов цепочки компенсации

Полоса пропускания петли обратной связи определяет, насколько быстро контроллер может отрабатывать различные воздействия на входе и выходе. Как уже было указано в разделе «Расчет выходного конденсатора», время отработки воздействий на преобразователь можно вычислить по формуле 53:

$$t_{RESPONSE}=\left(\frac{1}{3\times f_{C}}+\frac{1}{f_{SW}} \right)\qquad{\mathrm{(}}{53}{\mathrm{)}}$$

При этом для простоты дальнейшего расчета частота единичного усиления fC петли обратной связи конвертера выбирается из диапазона между fCSW/20 и fCSW/40. Ранее мы уже определили, что fC = 4,5 кГц. Это значение и будет использоваться в последующих расчетах.

Контроллер MAX17690 работает в режиме управления по пиковому току. Встроенный в микросхему усилитель тока, управляемый напряжением, должен компенсировать обратную связь преобразователя. Наиболее оптимальной будет схема компенсатора, представленная на рисунке 7.

Рис. 7. Компоненты цепочки компенсации обратной связи

Рис. 7. Компоненты цепочки компенсации обратной связи

Для начала следует рассчитать частоту полюса fP, образованного выходной емкостью CO и сопротивлением нагрузки по формуле 54:

$$R_{L}=\frac{V_{O}}{I_{O(MAX)}}\qquad{\mathrm{(}}{54}{\mathrm{)}}$$

Частота fP может быть посчитана по формуле 55:

$$f_{P}=\frac{I_{O(MAX)}}{2\pi \times V_{O}\times C_{O}}\approx 193\,Гц\qquad{\mathrm{(}}{55}{\mathrm{)}}$$

Ноль передаточной характеристики, образованный веткой компенсатора RZ и CZ должен скомпенсировать полюс нагрузки. Сопротивление RZ и емкость CZ высчитываются по формуле 56:

$$R_{Z}=12500\times R_{CS}\times \left(\frac{f_{C}}{f_{P}} \right)\times \sqrt{\frac{V_{O}\times I_{O(MAX)}}{2\times L_{P}\times f_{SW}}}\approx 12.7\,кОм\qquad{\mathrm{(}}{56}{\mathrm{)}}$$

Из ближайших значений можно выбрать резистор RZ = 13 кОм (формула 57):

$$C_{Z}=\frac{1}{2\pi \times R_{Z}\times f_{P}}\approx 64\,нФ\qquad{\mathrm{(}}{57}{\mathrm{)}}$$

Ближайшее значение из ряда номиналов электронных компонентов CZ = 62 нФ.

Емкость CP, которая образует полюс компенсатора, можно посчитать по формуле 58:

$$C_{P}=\frac{1}{2\pi \times R_{Z}\times f_{SW}}\approx 98\,пФ\qquad{\mathrm{(}}{58}{\mathrm{)}}$$

Ближайшее значение из ряда номиналов электронных компонентов CP = 100 нФ.

Советы по трассировке печатной платы

Тщательное проектирование дизайна печатной платы преобразователя является критически важным для его безупречной и стабильной работы во всех режимах. Как производитель микросхемы, компания Maxim Integrated, применительно к схеме на рисунке 1, рекомендует в связи с этим следовать следующим указаниям и правилам:

  • Обеспечивайте минимальный размер контуров для пульсирующих токов. Критически важными являются два пути:
    • путь высокочастотного тока через входной конденсатор, первичную обмотку трансформатора T1, ключ Q1 и токоизмерительный резистор;
    • путь тока от конденсатора INTVCC через управляющий затвор ключа Q1 и токоизмерительный резистор.
  • Конденсатор INTVCC должен быть подключен максимально близко к выводам INTVCC и PGND микросхемы.
  • Шунтирующий входной конденсатор должен быть подключен максимально близко к выводам VIN и GND микросхемы.
  • Вывод EP должен прямо подключаться к выводу SGND. Этот вывод должен быть соединен таким образом, чтобы обеспечить отвод тепла от микросхемы с помощью слоя земли.
  • Длина дорожек печатной платы к резистору Rfb должна быть минимальной.
  • Вывод PGND от конденсатора INTVCC должен быть соединен по топологии «звезда» с нижним по схеме выводом токоизмерительного резистора.

Кроме этих конкретных советов от производителя, необходимо учитывать и общие рекомендации для данного типа преобразователей:

  • Обеспечивайте минимальную индуктивность цепей. С этим хорошо справляется сплошная заливка платы земляным полигоном. Также желательно иметь максимально возможную ширину проводников и, по возможности, избегать переходных отверстий или дублировать их.
  • Силовые токи не должны проходить по участкам сигнальных цепей.
  • Силовые токи не должны иметь возможность обходить как входной, так и выходной конденсаторы.
  • Под измерительными и задающими частоту проводниками обязательно наличие земляного полигона.

Наши информационные каналы

О компании Maxim Integrated

Компания Maxim Integrated является одним из ведущих разработчиков и производителей широкого спектра аналоговых и цифро-аналоговых интегральных систем. Компания была основана в 1983 году в США, в городе Саннивэйл (Sunnyvale), штат Калифорния, инженером Джеком Гиффордом (Jack Gifford) совместно с группой экспертов по созданию микроэлектронных компонентов. На данный момент штаб-квартира компании располагается в г. Сан-Хосе (San Jose) (США, Калифорния), производственные мощности (7 заводов) и ...читать далее