№7 / 2018 / статья 3

Компактный изолированный корректор коэффициента мощности для систем освещения

Александр Русу (г. Одесса)

Совместив в одной микросхеме IRS2505L корректор коэффициента мощности и преобразователь напряжения, компания Infineon выпускает один из самых миниатюрных в мире интегральных ККМ для применения в импульсных выпрямителях осветительных систем. В полной мере оценить его возможности, в частности – КПД более 90% при полной нагрузке, поможет демонстрационная плата IRuFB1.

Требования к энергетическим характеристикам систем освещения с каждым годом становятся все жестче. Наряду с вполне предсказуемым увеличением норм на уровень светоотдачи ужесточаются также и требования к минимальному коэффициенту мощности, определяющему величину дополнительных потерь на пути от электростанции до конкретного устройства. Например, согласно постановлению Правительства Российской Федерации № 1356 от 10 ноября 2017 года, для светильников мощностью 5…25 Вт коэффициент мощности должен быть не менее 0,7, а если их мощность превышает 25 Вт – то не хуже чем 0,85.

Для устранения искажений формы потребляемого тока в выпрямительные устройства обычно добавляется корректор коэффициента мощности (ККМ). Однако простые пассивные ККМ с трудом дотягивают до значения коэффициента 0,9, а активные, хоть и могут увеличить его до 0,99, увеличивают стоимость и уменьшают КПД устройства за счет дорогих компонентов, требующих отвода тепла. Очевидно, что для устройств, имеющих ограниченный объем и сложные условия охлаждения и применяемых в системах освещения, это не всегда приемлемо. Решение – совмещение в одном узле корректора коэффициента мощности и преобразователя напряжения.

Именно эта идея была заложена в микросхему IRS2505L, выпускаемую компанией Infineon Technologies в производственной линейке International Rectifier. С 2013 года, когда была выпущена первая партия, выпускаемая в 5-выводном корпусе SOT-23 микросхема остается одним из самых миниатюрных корректоров коэффициента мощности в мире. Она идеальна для построения компактных импульсных выпрямительных устройств, которые можно использовать, в том числе, в качестве драйверов светодиодов или электронных балластов люминесцентных и галогенных ламп.

Особенности микросхемы IRS2505L

Структурная схема IRS2505L показана на рисунке 1. Микросхема предназначена для управления внешним MOSFET, длительности открытого и закрытого состояния которого формируются независимо друг от друга. Длительность открытого состояния, от которой зависит уровень выходной мощности, формируется с помощью компаратора, сравнивающего пилообразное напряжение на внутреннем конденсаторе (Timing Capacitor, CT) с напряжением на выводе CMP, к которому подключается внешний компенсирующий конденсатор. Ток заряда/разряда этого конденсатора формируется внутренним операционным транскондуктивным усилителем (Operational Transconductance Amplifier, OTA), выполняющим функцию усилителя ошибки, на основе разницы напряжений обратной связи и высокоточного опорного напряжения.

Рис. 1. Структурная схема IRS2505L

Рис. 1. Структурная схема IRS2505L

Длительность закрытого состояния ограничивается детектором нуля тока дросселя (Zero-Crossing, ZX), обеспечивающего работу преобразователя в граничном режиме. Такой метод управления, помимо возможности формирования входного тока синусоидальной формы, уменьшает также уровни электромагнитных помех и динамических потерь, позволяя обойтись без традиционных для обратноходовых преобразователей снабберных цепочек, которые шунтируют диод на вторичной стороне, и упростить входной фильтр.

Микросхема имеет интегрированные узлы защиты от перенапряжения (Over-Voltage Protection, OVP) и перегрузки по току (Over-Current Protection, OCP), гарантирующие надежную работу подключаемой к выходу нагрузки, а также узел блокировки при пониженном входном напряжении (Under Voltage Lockout, UVLO).

Выводы PFC и VBUS являются многофункциональными: к выводу PFC подключен выход интегрированного драйвера затвора внешнего MOSFET и вход детектора нуля тока дросселя, активизируемого во время закрытого состояния внешнего транзистора, а к выводу VBUS – входы узлов контроля выходного напряжения и тока силового MOSFET. Особенностью измерения тока транзистора при коррекции коэффициента мощности является модуляция сигнала, снимаемого с резистивного датчика тока сигналом, пропорциональным выпрямленному сетевому напряжению, подаваемому на вывод VBUS через внешнюю RC-цепочку.

Ключевыми преимуществами IRS2505L является широкий диапазон рабочих напряжений, высокая стабильность регулируемого в широких пределах выхода и сверхмалый коэффициент нелинейных искажений входного тока. Кроме того, микросхема имеет интегрированную защиту от электростатических разрядов на всех выводах, устойчива к защелкиванию внешнего MOSFET и имеет внутренний стабилитрон, ограничивающий напряжение питания на уровне 20,8 В.

Основной сферой применения IRS2505L являются компактные устройства для систем освещения: электронные балласты, драйверы светодиодных ламп, светильников и прочие приборы, питаемые от сети. Однако это не является препятствием для использования IRS2505L в других приложениях, поскольку на основе этой микросхемы можно создавать высококачественные ККМ и выпрямительные устройства, применяемые во многих сферах, благодаря широкому диапазону мощности, обусловленному возможностью выбора внешнего MOSFET.

Несмотря на компактный корпус и малое количество выводов, микросхема IRS2505L гибка в применении. На ее основе можно создавать стабилизаторы как напряжения, так и тока, построенные по повышающей, понижающей или обратноходовой схеме. Причем обратноходовые преобразователи могут иметь гальваническую развязку или быть неизолированными. Наибольшая точность выходного напряжения достигается в схемах с гальванической связью между входом и выходом, позволяющей подключить вывод VBUS непосредственно к выходным клеммам преобразователя с помощью резистивного делителя. Для изолированных обратноходовых схем при работе в режиме стабилизатора напряжения для обратной связи необходимо использовать оптопару или, при незначительном ухудшении коэффициента стабилизации, вспомогательную обмотку дросселя.

Демонстрационная плата IRuFB1

Как известно, разработка любого импульсного источника питания «с нуля» может обернуться значительными материальными и временными затратами, обусловленными, в первую очередь, человеческим фактором. Чтобы помочь разработчикам сократить время и свести к минимуму количество возможных ошибок при создании устройств на основе IRS2505L, Infineon предлагает демонстрационную плату IRuFB1 (рисунок 2), позволяющую в полной мере оценить все возможности этого контроллера.

Рис. 2. 3D-модель платы IRuFB1

Рис. 2. 3D-модель платы IRuFB1

На плате IRuFB1 реализован одноступенчатый изолированный обратноходовой стабилизатор напряжения с выходной мощностью 40 Вт, имеющий полный комплекс защитных функций: защиту от перенапряжения, перегрузки по току и короткого замыкания. Основные технические характеристики платы приведены в таблице 1. В комплекте с платой предлагается полный набор технической документации, содержащий подробные инструкции по выбору силовых элементов, расположению проводников печатной платы и другим вопросам, возникающим в процессе проектирования. Это позволяет в сжатые сроки разработать на основе IRuFB1 бюджетное, компактное выпрямительное устройство с высоким КПД и коэффициентом мощности, которое можно использовать в широком круге приложений.

Принципиальная схема платы IRuFB1 показана на рисунке 3. Ее основными функциональными элементами являются входной фильтр электромагнитных помех, образованный элементами L1, C2 и C3, диодный мостовой выпрямитель (BR1) и изолированный обратноходовой преобразователь с функцией коррекции коэффициента мощности на основе контроллера IRS2505L (IC1).

Рис. 3. Принципиальная схема платы IRuFB1

Рис. 3. Принципиальная схема платы IRuFB1

открыть картинку в полном формате

Питание микросхемы IC1 в момент запуска обеспечивается путем подачи выпрямленного входного напряжения на вывод 3 (VCC) через ограничивающие ток резисторы R17 и R18. IRS2505L имеет интегрированную защиту от пониженного напряжения, при срабатывании которой энергопотребление микросхемы практически отсутствует, и малый стартовый ток. Энергии, запасенной в конденсаторе С7, вполне достаточно для устойчивого запуска преобразователя даже при малом напряжении сети. После старта основное питание микросхемы осуществляется выпрямленным с помощью диода D6 напряжением вспомогательной обмотки дросселя L2 (выводы 5, 6), а дополнительное – маломощным зарядовым насосом, образованным элементами C8 и D3. Для устойчивой работы схемы и повышения коэффициента стабилизации питание IC1 ограничивается стабилитроном D5 на уровне 13 В.

Таблица 1. Основные технические характеристики платы IRuFB1

Основные характеристики
Диапазон рабочих напряжений на входе, В 195…265
Частота входного напряжения, Гц 55…65
Выходное напряжение*, В 50 ±10%
Максимальный выходной ток, мА 800
Максимальная выходная мощность (продолжительная), Вт 40
Коэффициент мощности (при 100% нагрузки)** 0,95
Коэффициент нелинейных искажений (при 100% нагрузки)** < 10%
КПД (при 100% нагрузки и входном напряжении 230 В) > 90%
Время запуска (при 100% нагрузки и входном напряжении 230 В), с < 1
Максимальная потребляемая мощность без нагрузки (при входном напряжении 230 В), мВт ≤ 500
Габаритные размеры платы, мм 45 х 114,5
Защитные функции
Защита от повышенного выходного напряжения, В ≤ 65
Защита от перегрузки по току в каждом цикле преобразования
Защита от которого замыкания С автоматическим перезапуском
Защита от высокого входного напряжения
Температуры элементов при жестких условиях эксплуатации (при температуре 60°С)
Резисторы < 105
Конденсаторы < 85
Индуктивные элементы < 105
Полупроводниковые компоненты < 110
Микросхема контроллера < 100
* – В диапазоне от 10% до 100% нагрузки.
** – При входном напряжении 195…265 В.

Кроме питания схемы управления, вспомогательная обмотка 5–6 дросселя L2 используется также в контуре отрицательной обратной связи по напряжению. Пропорциональное выходному напряжению выпрямленное, но не стабилизированное параметрическим стабилизатором R16, D5 и С6, напряжение этой обмотки с конденсатора С7 через резистивный делитель R5, R6 подается на вывод 5 (VBUS), к которому подключен вход усилителя ошибки, чем обеспечивается замкнутый контур управления.

Для нормальной работы интегрированного в IRS2505L детектора нуля тока дросселя необходима емкостная связь между стоком внешнего MOSFET и выводом PFC. В преобразователях, построенных по повышающей схеме, такую связь достаточно просто организовать с помощью простой RC-цепочки, однако в обратноходовых схемах наличие звона на токе силового транзистора Т1 может привести к неустойчивой работе детектора, особенно при коротком замыкании в цепи нагрузки. Для исключения этого в схему введены два дополнительных транзисторных узла. Буферный усилитель на основе элементов Q1, D2 и D4 надежно замыкает затвор транзистора Т1 с его истоком на интервале передачи энергии из дросселя L2 в выходной конденсатор C16 и нагрузку, препятствуя проникновению звона любой полярности из цепи стока. Определение момента разряда дросселя L2, при котором пропадает ЭДС самоиндукции на всех его обмотках, осуществляется с помощью триггерной схемы на основе транзистора Q2, обеспечивающей чистый и согласованный сигнал, необходимый для работы IRS2505L.

В более простых и недорогих конструкциях эти узлы могут отсутствовать, а определение момента разряда дросселя L2 может быть реализовано на основе напряжения, присутствующего на стоке полевого транзистора Т1 так, как указано в технической документации на микросхему IRS2505L. Однако такая схема потребует тщательного тестирования во всех режимах работы для выявления возможных сбоев и нестабильной работы преобразователя, вызванных наличием колебаний входного напряжения и тока нагрузки.

Цепочка D1-C5-R13-R14 предназначена для ограничения импульса напряжения на стоке силового транзистора, вызванного наличием индуктивности рассеяния обмотки 2-4 дросселя L2. Необходимые номиналы этих элементов во многом определяются мощностью преобразователя и техническими характеристиками дросселя и могут быть рассчитаны по известным методикам, освещенным в специализированной литературе.

Перегрузка по току определяется на основе сигнала с датчика тока истока транзистора Т1, образованного резисторами R9–R11. Это сигнал с помощью цепочки C9-R7 подается через вывод 5 (VBUS) на вход детектора перегрузки микросхемы IC1, предотвращающего выход рабочей точки силового транзистора за пределы области безопасной работы. При коротком замыкании в цепи нагрузки, когда на этапе передачи энергии ЭДС на всех обмотках дросселя L2 близки к нулю, напряжение на конденсаторе С7 уменьшается до уровня, при котором происходит срабатывание защиты от пониженного напряжения и микросхема IC1 отключается. После этого конденсатор С7 через резисторы R17 и R18 заряжается снова и происходит попытка повторного запуска схемы. Таким образом, при коротком замыкании преобразователь переходит в «икающий» режим работы и автоматически восстанавливает свою работу после устранения аварии.

И последняя функция, реализованная на плате IRuFB1, которая предназначена для уменьшения коэффициента нелинейных искажений входного тока и защиты от высокого входного напряжения, заключается в модуляции выходного сигнала усилителя ошибки сигналом, пропорциональным модулю напряжения сети. Это осуществляется путем подачи части выпрямленного напряжения через делитель R1-R4 в нижнее плечо составного компенсирующего конденсатора С12, С13, подключенного к выводу 1 (CMP) микросхемы IC1. Такая схема включения обеспечивает изменение времени открытого состояния силового транзистора Т1 синхронно с изменением напряжения сети и, соответственно, синусоидальную форму потребляемого тока с малым содержанием высших гармоник.

Диод D7 предназначен для блокировки схемы при высоком входном напряжении, которое может вывести из строя элементы силовой части преобразователя. Когда напряжение в точке соединения резисторов R2, R3 превышает напряжение обратной связи, на выводе 5 (VBUS) происходит срабатывание защиты от перенапряжения по выходу и, соответственно, блокировка микросхемы до тех пор, пока входное напряжение не войдет в допустимые пределы.

Расчет силового дросселя

Для большинства импульсных источников питания выбор индуктивных элементов является наиболее сложной и ответственной задачей, поскольку ошибки, допущенные на этом этапе, могут привести к нестабильной работе схемы и к выходу из строя ее элементов. Ниже приведена методика расчета необходимых характеристик силового дросселя L2, часто называемого трансформатором (Fly-Back Transformer), которая была использована при разработке платы IRuFB1.

Общая мощность, проходящая через дроссель обратноходового преобразователя POUT FLY, равна (формула 1):

$$P_{OUT\,FLY}=P_{OUT}+P_{AUX}=40+1.5=41.5\:Вт,\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где POUT = 40 Вт – выходная мощность преобразователя, PAUX = 15 В × 0.1 А = 1.5 Вт – мощность, потребляемая от вспомогательной обмотки.

Приблизительная мощность, потребляемая от сети, PIN (формула 2):

$$P_{IN}=\frac{P_{OUT\,FLY}}{\eta}=\frac{41.5}{0.9}=46.1\:Вт,\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

где η = 90% – ориентировочный КПД преобразователя.

Поскольку преобразователь работает в граничном режиме и должен обеспечивать синусоидальную форму потребляемого тока, то максимальная длительность открытого состояния транзистора Т1 TON MAX будет при максимуме напряжения сети, когда частота преобразования f минимальна. В этом случае, приняв минимальную частоту fMIN = 50 кГц и максимальный коэффициент заполнения DMAX = 0.25, получаем формулу 3:

$$T_{ON\,MAX}=\frac{D_{MAX}}{f_{MIN}}=\frac{0.25}{50}=5\:мкс.\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

При таком режиме работы индуктивность первичной обмотки дросселя LPRI должна удовлетворять условию (формула 4):

$$L_{PRI}\leq \frac{V_{IN\,MIN}^{2}\times T_{ON\,MAX}\times D_{MAX}}{2\times P_{IN}}=\frac{195^2\times 5\times 0.25}{2\times 46.1}=516\:мкГн,\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где VIN MIN = 195 В – минимальное входное напряжение.

Округлим полученное значение, приняв в дальнейших расчетах LPRI = 500 мкГн.

При работе в граничном режиме коэффициент трансформации дросселя n (отношение количества витков первичной и вторичной обмоток) определяется соотношением напряжений на входе и выходе (формула 5):

$$n=\frac{\sqrt{2}\times V_{IN\,MIN}}{V_{OUT}+V_{F}}\times \frac{D_{MAX}}{1-D_{MAX}}=\frac{\sqrt{2}\times 195}{50+1}\times \frac{0.25}{1-0.25}=1.8,\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

где VOUT = 50 В – выходное напряжение преобразователя; VF = 1 В – падение напряжения на диоде, находящемся на вторичной стороне (на плате IRuFB1 – D9).

Для обеспечения надежной регулировки выходного напряжения обмотки дросселя должны иметь хорошую связь с магнитопроводом. Это особенно относится к первичной обмотке, при намотке которой необходимо соблюдать условия обеспечения минимальной индуктивности рассеяния.

Определим реальное значение максимальной длительности открытого состояния транзистора (формула 6):

$$T_{ON\,MAX}=\frac{2\times L_{PRI}\times P_{IN}}{V_{IN\,MIN}^2\times D_{MAX}}=\frac{2\times 500\times 46.1}{195^2\times 0.25}=4.849\:мкс.\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Определим максимальное напряжение на стоке силового транзистора. Для этого первоначально необходимо определить максимальное напряжение на первичной обмотке дросселя, возникающее во время передачи энергии из дросселя в нагрузку VREFL MAX (формула 7):

$$F_{REFL\,MAX}=n\times V_{OUT\,MAX}=1.8\times 60=108\:В,\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

где VOUT MAX = 1.2 VOUT = 1.2 × 50 = 60 В – напряжение на выходе преобразователя без нагрузки.

Максимальное напряжение между стоком и истоком транзистора VDS MAX должно определяться при максимальном входном напряжении VIN MAX = 265 В (формула 8):

$$V_{DS\,MAX}=\sqrt{2}\times V_{IN\,MAX}+V_{REFL\,MAX}+V_{PEAK}=\sqrt{2}\times 265+108+100=580\:В,\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

где VPEAK – величина перенапряжения, возникающая на ограничителе D1, C5, R13, R14 в момент закрытия транзистора. Это напряжение выбирается разработчиком в зависимости от конкретного технического задания. В данном случае было выбрано VPEAK ≈ 100 В.

Как видно из расчетов, в данном случае напряжение «сток-исток» силового MOSFET должно быть не менее 650 В. Для повышения надежности можно использовать транзистор с максимальным напряжением 800 В, который обеспечит «выживание» преобразователя в случае возможных перенапряжений в сети, например, при грозовых разрядах. Если прибор будет эксплуатироваться в сложной электромагнитной обстановке с высоким уровнем импульсных кондуктивных или индуктивных помех, возможно, следует принять меры для дополнительной защиты транзистора, например, с помощью TVS-диодов или других быстродействующих ограничителей напряжения. В любом случае реальное значение VPEAK следует контролировать на всех этапах разработки, поскольку его величина зависит от многих факторов, в том числе и от расположения проводников на печатной плате.

Определяем максимальный ток первичной обмотки IPK PRI (формула 9):

$$I_{PK\,PRI}=\frac{\sqrt{2}\times V_{IN\,MIN}}{L_{PRI}}\times T_{ON\,MAX}=\frac{\sqrt{2}\times 195}{500}\times 4.849=2.674\:А.\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Определим минимально необходимое количество витков первичной обмотки NPRI, предполагая, что в дросселе будет использован магнитопровод EFD 30/15/9 с эффективной площадью поперечного сечения AE = 69 мм2 (формула 10):

$$N_{PRI}\geq \frac{L_{PRI}\times \Delta I_{MAX}}{A_{E}\times \Delta B_{MAX}}=\frac{500\times 2.674}{69\times 0.35}=55.36,\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

где ΔBMAX = 0.35 Тл – максимальное изменение индукции в магнитопроводе; ΔIMAX – размах пульсации тока первичной обмотки для граничного режима ΔIMAX = IPK PRI.

Округлим полученное количество витков, приняв NPRI = 60. При округлении рекомендуется использовать четное число, чтобы для уменьшения индуктивности рассеяния первичная обмотка могла быть разделена на две равные части.

Количество витков вторичной обмотки NSEC (формула 11):

$$N_{SEC}=\frac{N_{PRI}}{n}=\frac{60}{1.8}\approx 33.\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Определим действующее значение тока первичной обмотки на протяжении наихудшего периода преобразования при максимуме напряжения сети (формула 12):

$$I_{RMS\,PRI\,MAX}=I_{PK\,PRI}\times \sqrt{\frac{D_{MAX}}{3}}=2.674\times \sqrt{\frac{0.25}{3}}=0.772\:А.\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Поскольку огибающая формы тока первичной обмотки представляет собой синусоиду, то действующее значение тока первичной обмотки за период сети будет в раз меньше.

Определим площадь поперечного сечения проводника первичной обмотки ACU PRI, приняв максимальную плотность тока в обмотках дросселя JMAX = 6 А/мм2 (формула 13):

$$A_{CU\,PRI}=\frac{I_{RMS\,PRI\,MAX}}{\sqrt{2}\times J_{MAX}}=\frac{0.772}{\sqrt{2}\times 6}=0.09\:мм^2.\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Для уменьшения потерь на вихревые токи используем многожильный провод с диаметром проводников d = 0.1 мм, площадь поперечного сечения AWIRE которых равна (формула 14):

$$A_{WIRE}=\frac{d^2\times \pi}{4}=\frac{0.1^2\times \pi}{4}=0.00785\:мм^2.\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

В этом случае для первичной обмотки необходимо SPRI проводников (формула 15):

$$S_{PRI}=\frac{A_{CU\,PRI}}{A_{WIRE}}=\frac{0.09}{0.00785}\approx 11.\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Пойдя на компромисс и несколько увеличив плотность тока, используем для намотки многожильный провод из 10 проводников диаметром 0.1 мм.

Определим максимальное значение тока вторичной обмотки IPK SEC для наихудшего случая (формула 16):

$$I_{PK\,SEC}=2\times \frac{2\times I_{OUT}}{1-D_{MAX}}=2\times \frac{2\times 0.8}{1-0.25}=4.267\:А.\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

где IOUT = 0.8 А – максимальный выходной ток преобразователя.

Действующее значение тока вторичной обмотки для наихудшего случая высчитывается по формуле 17:

$$I_{RMS\,SEC\,MAX}=I_{PK\,SEC}\times \sqrt{\frac{1-D_{MAX}}{3}}=4.267\times \sqrt{\frac{1-0.25}{3}}=2.134\:А.\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

Необходимое сечение провода вторичной обмотки (формула 18):

$$A_{CU\,SEC}=\frac{I_{RMS\,SEC\,MAX}}{\sqrt{2}\times J_{MAX}}=\frac{2.134}{\sqrt{2}\times 6}=0.249\:мм^2.\qquad{\mathrm{(}}{18}{\mathrm{)}}$$

Необходимое количество проводников диаметром 0,1 мм (формула 19):

$$S_{SEC}=\frac{A_{CU\,SEC}}{A_{WIRE}}=\frac{0.249}{0.00785}\approx 32.\qquad{\mathrm{(}}{19}{\mathrm{)}}$$

Принимаем количество проводников равным 30.

Необходимость уменьшения сечения провода первичной и вторичной обмоток обусловлена небольшой площадью окна выбранного магнитопровода. В большинстве случаев уменьшение на 10% вполне приемлемо и не приведет к перегреву дросселя. Однако, в любом случае следует дополнительно проверить величину потерь в меди.

Определим количество витков вспомогательной обмотки NAUX, учитывая, что напряжение на выходе выпрямителя должно составлять VAUX = 15 В, а на выпрямительном диоде падает до значения около VFW = 1 В (формула 20):

$$N_{AUX}=N_{SEC}\times \frac{V_{AUX}+V_{FW}}{V_{OUT\,MIN}+V_{FW}}=33\times \frac{15+1}{50+1}=10.3\approx 10.\qquad{\mathrm{(}}{20}{\mathrm{)}}$$

Основные технические характеристики дросселя, рассчитанного по данной методике и использованного в проекте IRuFB1, приведены в таблице 2. Для уменьшения индуктивностей рассеяния первичная и вторичная обмотки разбиты на две секции (таблица 3). Внешний вид дросселя L2 и чертеж установочного места на печатной плате показаны на рисунке 4.

Рис. 4. Внешний вид и чертеж установочного места дросселя L2

Рис. 4. Внешний вид и чертеж установочного места дросселя L2

Таблица 2. Основные технические характеристики дросселя L2

Размер магнитопровода EFD 30/15/9
Материал магнитопровода Epcos N87 или аналогичный
Тип каркаса С горизонтальным расположением центрального стержня
Количество выводов каркаса 12
Индуктивность первичной обмотки, мкГн 500 ±10%
Индуктивность рассеяния первичной обмотки, мкГн 3
Максимальное импульсное напряжение первичной обмотки, В 600
Максимальная температура магнитопровода, °С 100
Электрическая изоляция между первичной и вторичной, вторичной и вспомогательной обмотками, В AC/мин 3000

Таблица 3. Параметры обмоток дросселя L2

Обмотка Вывод начала Вывод конца Количество витков Провод, мм
Первичная (часть 1) 2 3 30 10 х 0,1
Вторичная (часть 1) 8 9 17 30 х 0,1
Первичная (часть 2) 3 4 30 10 х 0,1
Вторичная (часть 2) 10 11 16 30 х 0,1
Вспомогательная 5 6 10 1 х 0,2

Расчет схемы ограничения тока

Расчет схемы ограничения тока выполняется при условии допустимой перегрузки CLM = 10%.

Сопротивление резистивного датчика тока RSH PRI, требуемое для обнаружения перегрузки, можно рассчитать по формуле 21:

$$R_{SH\,PRI}=\frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}}\times \frac{R5\parallel R6+R7}{R5\parallel R6}\approx \frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}},\qquad{\mathrm{(}}{21}{\mathrm{)}}$$

где VBUSOC+ = 0.56 В – напряжение на выводе VBUS, необходимое для срабатывания узла защиты; IEQ – эквивалентный ток, протекающий через резисторы датчика (формула 22):

$$I_{EQ}=I_{PK\,PRI}-I_{SH\,AV}=I_{PK\,PRI}\times \left(1-\frac{D_{MAX}}{2} \right)=2.674\times \left(1-\frac{0.25}{2} \right)=2.34\:А.\qquad{\mathrm{(}}{22}{\mathrm{)}}$$

В итоге получим формулу 23:

$$R_{SH\,PRI}=\frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}}=\frac{0.56}{(1+0.1)\times 2.34}=0.22\:Ом.\qquad{\mathrm{(}}{23}{\mathrm{)}}$$

Такое сопротивление обеспечивается параллельным соединением трех резисторов с сопротивлениями R9 = R10 = 0.62 Ом и R11 = 0.75 Ом.

Расчет цепи обратной связи по напряжению

Для стабилизации требуемого уровня выходного напряжения необходимо рассчитать сопротивления резисторов R5, R6 делителя напряжения, подключаемого к вспомогательной обмотке. Требуемое напряжение обратной связи рассчитывается по формуле 24:
$$V_{BUS}=V_{AUX}\times \frac{R6}{R5+R6},\qquad{\mathrm{(}}{24}{\mathrm{)}}$$

где VBUS = 4.1 В – напряжение, которое должно быть на выводе VBUS, согласно технической документации на микросхему.

Выбрав сопротивление резистора R6 = 82 кОм, определим необходимое сопротивление резистора R5 (формула 25):
$$R5=R6\times \frac{V_{AUX}-V_{BUS}}{V_{BUS}}=82\times \frac{15-4.1}{4.1}\approx 220\:кОм.\qquad{\mathrm{(}}{25}{\mathrm{)}}$$

Требования к трассировке печатной платы

Для обеспечения правильной работы схемы и исключения возможных проблем вопросам проектирования печатной платы следует уделить особое внимание. Неправильное расположение печатных проводников может привести к появлению непредвиденных высокочастотных напряжений или токовых всплесков, повышенному уровню электромагнитных помех, уменьшению выходной мощности, ухудшению надежности, а также к нештатному поведению схемы вплоть до выхода из строя компонентов. Приведенные ниже рекомендации необходимо учесть на самых ранних этапах проектирования, чтобы свести к минимуму количество возможных проблем, а также повысить надежность и технологичность конечного устройства.

  • Все дорожки должны иметь минимальную длину. Особенно это относится к силовым проводникам, соединяющим силовой транзистор, дроссель, выпрямительные диоды и так далее, по которым протекают высокочастотные токи. Это поможет уменьшить уровень шума в цепях управления, вызванный наличием паразитных связей между дорожками печатной платы.
  • Проводники чувствительных узлов схемы управления должны располагаться как можно дальше от силовых цепей. Это также уменьшит уровень шума и повысит устойчивость схемы управления.
  • Конденсатор фильтра питания микросхемы должен располагаться как можно ближе к выводам VCC и GND. Значительная длина проводников может уменьшить его эффективность и ухудшить стабильность работы микросхемы.
  • Общие провода для силовых и сигнальных цепей должны быть отдельными и соединяться в одной точке. По возможности используйте разводку общего провода по схеме «звезда», проводя для каждой цепи отдельный общий проводник. Это позволит свести к минимуму в слаботочных сигналах схемы управления уровень шума, возникающего на сопротивлении общего провода.
  • По возможности, уменьшите длину проводника между драйвером и затвором силового транзистора. За счет меньшей паразитной индуктивности это поможет уменьшить уровень выбросов напряжения на затворе в моменты переключений транзистора и предотвратить его возможное запирание или защелкивание.
  • Все чувствительные к помехам слаботочные узлы должны располагаться как можно ближе к микросхеме, чтобы исключить возможность ложного срабатывания или нестабильной работы, вызванную проникновением шума из силовых цепей.

Один из возможных вариантов расположения элементов и трассировки печатных проводников, выполненных с учетом приведенных выше требований, показан на рисунке 5.

Рис. 5. Расположение элементов и печатных проводников платы IRuFB1

Рис. 5. Расположение элементов и печатных проводников платы IRuFB1

Результаты тестирования платы IRuFB1

Результаты тестирования одного из образцов платы IRuFB1 приведены в таблице 4. Испытания проводились в нормальных условиях при температуре воздуха 25°С в сети с частотой 60 Гц. В 50-герцевых сетях характеристики платы IRuFB1 качественно ничем не отличаются, за исключением повышенного уровня пульсаций выходного напряжения, обусловленного большим интервалом между поступлениями порций энергии в выходной конденсатор – 10 мс вместо 8,3 мс.

Таблица 4. Результаты тестирования платы IRuFB1

Входное напряжение, В 195 230 265
Уровень нагрузки, % 0 20 50 100 0 20 50 100 0 20 50 100
Выходная мощность, Вт 0 7,75 19,3 38,3 0 7,73 19,6 38,1 0 7,68 19,4 37,7
Выходное напряжение, В 62,8 50,6 48,7 48,3 64,7 50,5 49,7 48,1 61,2 50,2 49,3 47,6
Выходной ток, А 0 0,15 0,39 0,79 0 0,15 0,39 0,79 0 0,15 0,39 0,79
Потребляемая мощность, Вт 0,36 9,28 21,6 41,7 0,5 9,63 21,9 41,6 0,55 9,89 22,1 41,3
КПД, % 0 83,5 88,9 92,0 0 80,3 89,5 91,8 0 77,7 89,7 91,3
Коэффициент мощности 0,71 0,92 0,97 0,64 0,86 0,96 0,56 0,80 0,93
Коэффициент нелинейных искажений, % 16,4 6,2 5,2 23 5,4 5,0 25,7 7,3 5,0
Пульсации выходного напряжение (СКВ), В 0,03 0,4 0,8 1,6 0,03 0,4 0,8 1,6 0,03 0,4 0,8 1,6
Пульсации выходного напряжения (размах), В 0,07 1,13 2,26 4,53 0,07 1,13 2,26 4,53 0,07 1,13 2,26 4,53

Как видно из полученных данных, плата IRuFB1 полностью соответствует заявленным техническим характеристикам. Ее выходное напряжение остается в диапазоне 47,5…52,5 В при изменении нагрузки от 10% до 100% и не поднимается выше 65 В в режиме холостого хода (рисунок 6). Во многом это обеспечивается оптимальной конструкцией силового дросселя, имеющего малое значение индуктивности рассеяния обмоток, особенно первичной. В случае, когда оптимизировать дроссель не представляется возможным, для улучшения коэффициента стабилизации вместо перемычки R19 можно установить резистор сопротивлением 10…47 Ом, что обеспечит лучшую фильтрацию высокочастотных колебаний.

Рис. 6. Зависимости выходного напряжения от различных напряжений на входе и токов нагрузки

Рис. 6. Зависимости выходного напряжения от различных напряжений на входе и токов нагрузки

Пульсация выходного напряжения, амплитуда которой при полной нагрузке не превышает 5 В (рисунок 7), имеет ярко выраженную низкочастотную составляющую, равную удвоенной частоте сети. Ее наличие обусловлено спецификой работы схемы, неравномерно передающей мощность в нагрузку и имеющей паузы при передаче энергии в моменты нулевого напряжения сети. При необходимости – например, при работе в сети с частотой 50 Гц – уровень пульсаций может быть уменьшен путем увеличения емкости выходного конденсатора или добавления дополнительного сглаживающего фильтра.

Рис. 7. Пульсации выходного напряжения

Рис. 7. Пульсации выходного напряжения

Несмотря на наличие низкочастотных пульсаций, схема управления обладает превосходной реакцией на резкие изменения выходного тока, удерживая выходное напряжение в допустимых пределах (рисунок 8), и обеспечивает быстрый запуск даже при 100% нагрузки (рисунок 9).

Рис. 8. Реакция преобразователя на резкое изменение тока нагрузки со 100% до 60%

Рис. 8. Реакция преобразователя на резкое изменение тока нагрузки со 100% до 60%

Рис. 9. Запуск преобразователя при входном напряжении 230 В и нагрузке 100%

Рис. 9. Запуск преобразователя при входном напряжении 230 В и нагрузке 100%

При полной нагрузке коэффициент мощности платы превышает 0,95, а общий коэффициент нелинейных искажений потребляемого тока остается на уровне 5% (рисунок 10), что обеспечивает практически синусоидальную форму входного тока (рисунок 11). Спектр гармоник входного тока показан на рисунке 12. Из рисунка видно, что плата полностью соответствует нормам EN61000-3-2 для устройств класса C.

Рис. 10. Зависимости коэффициентов мощности и нелинейных искажений от тока нагрузки при различных значениях входного напряжения

Рис. 10. Зависимости коэффициентов мощности и нелинейных искажений от тока нагрузки при различных значениях входного напряжения

Рис. 11. Диаграммы значений входных напряжения и тока

Рис. 11. Диаграммы значений входных напряжения и тока

Рис. 12. Спектр входного тока при различных уровнях нагрузки

Рис. 12. Спектр входного тока при различных уровнях нагрузки

Энергетические характеристики платы также высоки (рисунок 13). При полной нагрузке КПД платы превышает 90%, что является отличным показателем по сравнению с устройствами, имеющими корректор коэффициента мощности в виде отдельного узла.

Рис. 13. Энергетические характеристики платы

Рис. 13. Энергетические характеристики платы

В дополнение на рисунках 14 и 15 приведены диаграммы работы в различных контрольных точках платы, позволяющие количественно и качественно оценить электрические режимы работы преобразователя.

Рис. 14. Диаграммы работы транзистора Т1 при напряжении 230 В и нагрузке 100%

Рис. 14. Диаграммы работы транзистора Т1 при напряжении 230 В и нагрузке 100%

Рис. 15. Диаграммы напряжений на выводах микросхемы IC1 при значении нагрузки 100% и коротком замыкании выхода

Рис. 15. Диаграммы напряжений на выводах микросхемы IC1 при значении нагрузки 100% и коротком замыкании выхода

открыть картинку в полном формате

Последними в данном исследовании, но не последними по важности, приведены результаты измерений температуры элементов платы (рисунок 16), измеренные через час работы на открытом воздухе в условиях естественного охлаждения при входном напряжении 230 В и нагрузке 100%. Как видно из фотографий, температура всех компонентов остается ниже максимальных пределов как минимум на 35°С, что позволяет предположить, что плата сохранит свою работоспособность при заявленной в технических характеристиках максимальной температуре окружающей среды 60°С.

Рис. 16. Термические режимы платы спустя час работы при входном напряжении 230 В, нагрузке 100% и температуре окружающей среды 25°С

Рис. 16. Термические режимы платы спустя час работы при входном напряжении 230 В, нагрузке 100% и температуре окружающей среды 25°С

Заключение

Микросхема IRS2505L является хорошей основой для построения выпрямительных устройств, совмещающих в одном узле и корректор коэффициента мощности, и преобразователь постоянного напряжения, что в первую очередь положительно сказывается на КПД системы. Это существенно расширяет возможности разработчиков, позволяя создавать бюджетные, компактные и эффективные решения, сфера применения которых не ограничивается только системами освещения.

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее