№9 / 2018 / статья 2

Квазирезонанс – это просто! Часть 1

Александр Русу (г. Одесса)

В новых ШИМ-контроллере ICE5QSAG и регуляторе ICE5QRxxxxAx семейства CoolSET™ пятого поколения производства Infineon реализован алгоритм управления, позволяющий применять их для создания маломощных квазирезонансных обратноходовых AC/DC-преобразователей широкого спектра применений. Это – важная тема для всех разработчиков сетевых выпрямительных устройств как бытовой, так и промышленной и лабораторной электроники, поэтому мы решили посвятить ей несколько статей.  

Схема управления

Одной из причин уменьшения КПД обратноходовых импульсных преобразователей напряжения, широко используемых в маломощных выпрямительных устройствах, являются динамические потери в силовых полупроводниковых приборах. В традиционных схемах силовые транзисторы работают в жестком режиме, переходя в открытое состояние при напряжении на стоке (при использовании MOSFET) или коллекторе (при использовании биполярных транзисторов или IGBT), достигающем нескольких сотен вольт. В момент открытия транзистора происходит разряд паразитной выходной емкости, что приводит к дополнительному нагреву кристалла. Наличие этих потерь заставляет или снижать частоту переключений, что приводит к увеличению массы и габаритов преобразователя, или использовать принудительное охлаждение силовых элементов схемы, чтобы обеспечить требуемую компактность изделия.

Поскольку количество энергии, находящейся в электрической емкости, пропорционально квадрату напряжения между ее обкладками, то эффективным способом уменьшения потерь при включении силового транзистора является снижение напряжения в момент его открытия. В обратноходовых схемах, в силу особенностей схемотехники, это можно реализовать даже без добавления дополнительных силовых элементов простым контролем переходных процессов на стоке/коллекторе транзистора. Эти процессы имеют резонансный характер и начинаются сразу после того, как силовой дроссель отдаст в нагрузки всю накопленную энергию, поэтому обратноходовые преобразователи, использующие такой режим работы, получили название «квазирезонансные».

Очевидно, что для контроля переходных процессов схема управления должна содержать специализированные узлы и поддерживать специфический алгоритм управления силовой частью. Кроме этого, в силу современных требований к обратноходовым преобразователям, она должна иметь высокий уровень интеграции, а также быть надежной и простой в применении. Именно такое решение и предлагает компания Infineon, недавно выпустившая ШИМ-контроллеры семейства CoolSET™ 5-го поколения, предназначенные для создания маломощных квазирезонансных обратноходовых преобразователей широкого спектра применения.

Микросхемы данного семейства оптимизированы для обратноходовых преобразователей сетевых выпрямительных устройств и могут использоваться в бытовой и промышленной технике: телевизорах, персональных компьютерах, серверах, игровых приставках, адаптерах для ноутбуков и многих других устройствах.

Особенностью микросхем данной серии является цифровой контроль квазирезонансных процессов, что обеспечивает улучшенную электромагнитную совместимость, и более высокий КПД за счет поддержания максимально постоянной частоты преобразования во всем диапазоне входных напряжений. Кроме этого, контроллеры поддерживают несколько вариантов работы при малых токах нагрузки, что в совокупности с низким собственным энергопотреблением, позволяет минимизировать потери при преобразовании и обеспечить высокий КПД приложений, ориентированных на продолжительную работу в режиме ожидания.

Микросхемы имеют широкий диапазон питающих напряжений – 10…25,5 В, а также полный комплекс защитных функций: от повышенного и пониженного входного напряжения, от перенапряжения выхода, от перегрузки по току и коротких замыканий в нагрузках. Все это позволяет создавать на их основе выпрямительные устройства, обеспечивающие надежную и безопасную работу как источника питания, так и подключаемых к нему нагрузок.

Принцип работы обратноходового квазирезонансного преобразователя

Типовая схема обратноходового квазирезонансного преобразователя показана на рисунке 1. Напряжением питания силовой части Vbus является выпрямленное с помощью диодного моста и сглаженное конденсатором Cbus переменное напряжение сети. Преобразование параметров электрической энергии осуществляется накопительным дросселем, иногда традиционно называемым «обратноходовым трансформатором» (Flyback transformer), содержащим одну первичную обмотку WР, предназначенную для передачи энергии из конденсатора Cbus в магнитопровод, и несколько вторичных обмоток, осуществляющих отбор энергии из магнитного поля. В рассматриваемой схеме дроссель имеет три вторичных обмотки: силовые Ws1 и Ws2, предназначенные для питания двух нагрузок преобразователя, и вспомогательную Wa, используемую для питания схемы управления и организации необходимых для работы обратных связей.

Рис. 1. Обратноходовые квазирезонансные преобразователи на основе контроллера ICE5QSAG и регулятора ICE5QRxxxxAx

Рис. 1. Обратноходовые квазирезонансные преобразователи на основе контроллера ICE5QSAG и регулятора ICE5QRxxxxAx

Диаграммы напряжений и токов в ключевых точках схемы, поясняющие принцип работы преобразователя, показаны на рисунке 2. В момент открывания силового транзистора на токоизмерительном резисторе RCS возникает импульс напряжения, вызванный разрядом паразитной емкости «исток-сток», после чего напряжение на RCS становится пропорционально току истока и, соответственно, току первичной обмотки дросселя WP. На этом этапе преобразования продолжительностью ton энергия из конденсатора Cbus через обмотку WP передается в магнитопровод дросселя. Напряжения на всех вторичных обмотках при этом имеют отрицательную полярность и пропорциональны входному напряжению Vbus. Этот этап будет продолжаться до тех пор, пока разность потенциалов на резисторе RCS не достигнет порогового уровня срабатывания узла защиты от перегрузки по току, определяемого контуром стабилизации напряжения, после чего силовой транзистор будет закрыт. После этого начинается этап передачи энергии, накопленной в магнитопроводе дросселя, в конденсаторы CO1, CO2, CVCC и нагрузки преобразователя.

В момент закрытия силового транзистора напряжение между его истоком и стоком VDS начинает быстро нарастать, что связано с наличием энергии в паразитной индуктивности рассеяния первичной обмотки дросселя WP. Если не принимать никаких мер, то это напряжение может превысить максимально допустимое и силовой транзистор выйдет из строя, поэтому параллельно первичной обмотке обычно устанавливается схема ограничения напряжения (Snubber), в качестве которой чаще всего используются RCD-цепочки.

Рис. 2. Диаграммы работы квазирезонансного преобразователя

Рис. 2. Диаграммы работы квазирезонансного преобразователя

После завершения первого переходного процесса (рисунок 2) на стоке транзистора устанавливается напряжение, равное сумме напряжения питания Vbus и трансформированного дросселем напряжения VR, определяемого формулой:

$$V_{R}=\frac{(V_{out}+V_{FOut})\times N_{P}}{N_{S}},\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где Vout – напряжение на выходе; VFOut – падение напряжения на выпрямительном диоде; NP, NS – количество витков, соответственно, первичной и вторичной обмоток дросселя.

Поскольку на данном этапе все напряжения вторичных обмоток взаимосвязаны, то в качестве значений Vout, VFOut, NS можно использовать параметры любого из вторичных каналов, в том числе и параметры канала, связанного со вспомогательной обмоткой Wa.

Этап передачи энергии, длительностью toff1, будет продолжаться до тех пор, пока вся энергия, накопленная в магнитопроводе дросселя, не будет передана в конденсаторы CO1, CO2 и CVCC. После уменьшения токов вторичных обмоток до нуля, все выпрямительные диоды во вторичных цепях закроются, препятствуя переходу преобразователя в режим принудительной непрерывной проводимости, и начнется второй переходной процесс, являющийся отличительным признаком квазирезонансных преобразователей.

На этом этапе в цепи, состоящей из индуктивности LP первичной обмотки WP дросселя и емкости CDS между истоком и стоком силового транзистора (или между стоком транзистора и общим проводом), включающей паразитную емкость Co(er) MOSFET, начинается колебательный процесс с частотой fOSC2, определяемой формулой:

$$f_{OSC2}=\frac{1}{2\pi \times \sqrt{L_{P}\times C_{DS}}}\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Причиной этого процесса является необходимость изменения напряжения на конденсаторе CDS с уровня Vbus + VR, которое поддерживалось дросселем на протяжении предыдущего этапа преобразования, до величины Vbus, ведь после размагничивания магнитопровода э.д.с. самоиндукции на всех обмотках дросселя равна нулю (VR = 0). Начальная амплитуда этих колебаний равна VR, поскольку именно с этого напряжения начинается переходной процесс. Впоследствии она будет убывать по экспоненциальному закону со скоростью, определяемой величиной потерь в контуре, пока на стоке транзистора не установится напряжение Vbus. Это позволяет приблизительно оценить минимальное напряжение между истоком и стоком силового транзистора VDS_Min через половину периода после начала колебаний (в момент времени t5):

$$V_{DS\_Min}=V_{bus}-V_{R}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

В один из таких моментов, когда напряжение между истоком и стоком силового транзистора минимально, схема управления открывает силовой транзистор и начинается следующий этап преобразования.

Такой метод управления позволяет уменьшить мощность динамических потерь в силовых элементах схемы: диоде, который закрывается при нулевом токе, и транзисторе, который открывается не при напряжении Vbus + VR, как в схемах, использующих традиционный метод управления по току, а при значительно меньшей разности потенциалов Vbus – VR. Кроме этого более низкое напряжение включения уменьшает скорость изменения напряжения на стоке dVDS/dt, что позитивно сказывается на уровне электромагнитных помех, создаваемых преобразователем.

Алгоритм запуска преобразователя

После подключения преобразователя к источнику питания на конденсаторе Cbus появляется выпрямленное напряжение сети и начинается процесс заряда входной емкости Ciss силового MOSFET через резистор RSTART-UP. По мере заряда Ciss силовой транзистор открывается, обеспечивая заряд конденсатора CVCC по цепи: положительный терминал Cbus, первичная обмотка дросселя WP, сток-исток силового MOSFET, подключенный между выводами SOURCE и VCC внутренний диод микросхемы, конденсатор CVCC (рисунок 1). Для защиты микросхемы от повреждения в случае возможного короткого замыкания вывода VCC на землю заряд конденсатора CVCC происходит в два этапа.

На начальном этапе продолжительностью tA конденсатор CVCC заряжается ультрамалым током IVCC_Chagre1 до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет порогового значения VCC_SCP (рисунок 3). С этого момента становится очевидно, что короткого замыкания в цепи VCC нет, и начинается этап I длительностью tB, на протяжении которого ток заряда конденсатора увеличивается в несколько раз, достигая величины IVCC_Charge3. В этом состоянии схема будет находиться до тех пор, пока линейно увеличивающееся под действием постоянного зарядного тока напряжение на конденсаторе CVCC не достигнет порога включения микросхемы VVCC_ON, равного 16 В.

Рис. 3. Электрические процессы при запуске преобразователя

Рис. 3. Электрические процессы при запуске преобразователя

Приблизительное время tStartUp, необходимое для заряда конденсатора CVCC до напряжения VVCC_ON, определяется по формуле:

$$t_{StartUp}=t_{A}+t_{B}=\frac{V_{VCC\_SCP}\times C_{VCC}}{I_{VCC\_Charge1}}+\frac{(V_{VCC\_ON}-V_{VCC\_SCP})\times C_{VCC}}{I_{VCC\_Charge3}},\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где параметры IVCC_Chagre1, IVCC_Chagre3, VVCC_SCP и VVCC_ON берутся из технической документации на микросхему.

После заряда конденсатора CVCC до напряжения VVCC_ON преобразователь переходит в режим мягкого старта (этап II). На этом этапе ток, протекающий через вывод VCC, меняет свое направление, достигая величины IVCC_Normal, и микросхема начинает расходовать энергию, запасенную перед этим в конденсаторе CVCC. Напряжение VVCC при этом линейно уменьшается, поскольку амплитуда импульсов на вспомогательной обмотке дросселя пока еще недостаточна для открытия диода DVCC.

Поскольку микросхемы контролеров имеют интегрированную защиту от пониженного напряжения (Under Voltage Protection – UVP), то емкость конденсатора CVCC должна быть достаточно большой, чтобы исключить ее срабатывание во время мягкого старта. Это возможно при выполнении следующего условия:

$$C_{VCC}>\frac{I_{VCC\_Normal}\times t_{ss}}{V_{VCC\_ON}-V_{VCC\_OFF}},\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

где VVCC_OFF – порог срабатывания защиты от пониженного напряжения, tss – продолжительность мягкого старта.

Во время мягкого старта порог срабатывания защиты от перегрузки по току (максимальное напряжение на выводе CS) определяется не контуром стабилизации напряжения, как в нормальном режиме работы, а внутренним специализированным узлом, постепенно увеличивающим значение VCS с 0,3 В до VCS_Peak (рисунок 4). Увеличение порога срабатывания происходит дискретно за четыре этапа продолжительностью 3 мс каждый. Таким образом, время мягкого старта определяется внутренними узлами микросхемы и составляет tss = 12 мс. Во время этого этапа узел защиты от перегрузки по току отключен.

Рис. 4. Изменение порогового напряжения отключения силового транзистора во время мягкого старта

Рис. 4. Изменение порогового напряжения отключения силового транзистора во время мягкого старта

При отсутствии короткого замыкания в нагрузке выходные напряжения преобразователя постепенно возрастают, и с момента времени t2 конденсатор CVCC начинает заряжаться от вспомогательной обмотки трансформатора, а далее преобразователь переходит в нормальный режим работы (см. рисунок 3 – этап III).

Алгоритм работы в нормальном режиме

При переходе в нормальный режим работы начинает работать основной контур управления, состоящий из цифровой и аналоговой частей. Цифровая часть, основными узлами которой являются реверсивный счетчик, счетчик размагничиваний магнитопровода дросселя и схема совпадения, определяет время включения силового транзистора, в то время как аналоговая, состоящая из узла измерения тока с компаратором – время его выключения. Опорным сигналом для работы цифровой части контура является сигнал, формируемый из напряжения вспомогательной обмотки дросселя (ZC сигнал), а для работы аналоговых узлов схемы – информация о величинах выходного напряжения и тока силового транзистора.

Если не принимать никаких мер, частота переключений, согласно описанному выше методу управления, будет определяться величиной входного напряжения и тока нагрузки преобразователя. Как уменьшение тока нагрузки, так и увеличение входного напряжения приведет к ее увеличению, а, следовательно, и к увеличению динамических потерь, поэтому в рассматриваемых контроллерах реализована цифровая схема динамического управления частотой преобразования.

Основным элементом этого узла является счетчик размагничиваний магнитопровода дросселя (ZC counter), который сбрасывается в момент открытия силового транзистора. Счетный вход этого узла подключен к выходу компаратора, контролирующего напряжение VZCD на выводе ZCD. Каждый раз, когда напряжение VZCD становится меньше внутреннего опорного напряжения компаратора, содержимое счетчика увеличивается на единицу.

Вход ZCD через цепочку RZC, CZC, DZC, подключается к вспомогательной обмотке дросселя, напряжение на которой пропорционально переменной компоненте напряжения на стоке силового транзистора. Внутри микросхемы вывод ZCD через резистор RZCD соединен с выходом драйвера силового транзистора. Такая схема включения препятствует появлению на выводе ZCD отрицательного напряжения, присутствующего на выводах вспомогательной обмотки во время открытого состояния силового транзистора.

Если подключить вывод ZCD непосредственно к вспомогательной обмотке, то компаратор будет срабатывать при уменьшении напряжения на ней до нуля. Для того, чтобы обеспечить переключение счетчика размагничиваний в момент минимального напряжения на стоке, необходимо задержать сигнал со вспомогательной обмотки на время Δt, теоретически приблизительно равное разности четверти периода колебаний TOSC и длительности распространения сигнала от выхода компаратора до выхода драйвера силового транзистора tdelay:

$$\Delta t=\frac{T_{OSC}}{4}-t_{delay}\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Необходимое значение Δt может быть обеспечено путем подбора постоянной времени τtd цепочки RZC и CZC, определяемой формулой:

$$\tau_{td} =C_{ZC}\times \frac{R_{ZC}\times R_{ZCD}}{R_{ZC}+R_{ZCD}},\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

где RZCD – сопротивление внутреннего резистора микросхемы.

Содержимое счетчика размагничиваний сравнивается схемой совпадения (цифровым компаратором) с содержимым реверсивного счетчика (Up/Down Counter),  определяющим, какое количество колебаний на стоке силового транзистора должно произойти до его следующего открытия и, соответственно, до начала следующего цикла преобразования (рисунок 2). Это означает, что изменяя содержимое реверсивного счетчика, можно регулировать (увеличивать) длительность второго переходного процесса, что эквивалентно изменению (уменьшению) частоты переключений.

При минимальном напряжении на входе реверсивный счетчик может принимать значение от 1 (при минимальном напряжении на выходе) до 8 (при максимальном). При высоком входном напряжении эти значения равны, соответственно, 3 и 10. Определение типа входного напряжения (высокое/низкое) осуществляется путем сравнения напряжения на входе VIN с внутренним опорным напряжением VIN_REF с помощью интегрированного компаратора, имеющего необходимый гистерезис и временные задержки для минимизации количества переключений между режимами при нахождении напряжения на входе вблизи порогового уровня.

Обновление реверсивного счетчика происходит каждые 48 мс на основании напряжения обратной связи VFB, присутствующего на входе FB, которое сравнивается с тремя пороговыми уровнями VFB_LHC, VFB_HLC и VFB_R. В зависимости от величины VFB по отношению к напряжениям VFB_LHC, VFB_HLC и VFB_R содержимое реверсивного счетчика может увеличиваться, уменьшаться или оставаться неизменным (таблица 1, рисунок 5). Особенностью управления счетчиком является то, что необходимое действие выбирается на основе величины напряжения в момент прихода тактового сигнала с периодом 48 мс.

Рис. 5. Алгоритм работы реверсивного счетчика

Рис. 5. Алгоритм работы реверсивного счетчика

Таблица 1. Алгоритм работы реверсивного счетчика

Величина напряжения VFB на момент прихода тактового сигнала Действие
Меньше VFB_LHC Увеличить значение на единицу, пока оно не достигнет 8(10)*
Больше VFB_LHC, но меньше VFB_HLC Не изменять значение
Выше VFB_HLC, но меньше VFB_R Уменьшить значение на единицу, пока оно не достигнет 1(3)*
Превысило VFB_R Установить значение 1(3)*
* – Без скобок приведены значения для низкого, а в скобках – для высокого входного напряжения.

При быстром затухании колебаний на стоке силового транзистора счетчик размагничиваний может не успеть досчитать до нужного значения – колебания прекратятся раньше. Если не принимать никаких мер, то в этом случае произойдет сбой в работе схемы управления (остановка преобразования). Для исключения этого в микросхему введен специальный узел, принудительно включающий силовой транзистор спустя время TOffMax после его закрытия, если на протяжении этого интервала цифровой компаратор не сформировал сигнал на открытие транзистора. Это позволяет избежать возможных сбоев в работе преобразователя, а также ограничивает минимальную частоту преобразования на уровне около 20 кГц, поскольку более низкое значение этого параметра приведет к появлению акустических шумов во время работы преобразователя.

Кроме этого, сразу после выключения силового транзистора происходит кратковременная блокировка рассмотренной выше части схемы управления для исключения возможных ложных срабатываний из-за наличия «звона» на стоке транзистора, возникающего на протяжении первых переходных процессов (рисунок 2). Таким образом, помимо ограничения максимальной длительности, схема управления задает еще и минимальное время нахождения транзистора в выключенном состоянии, препятствуя его открыванию сразу после выключения.

Момент выключения силового транзистора определяется аналоговой частью контура управления на основании напряжения VCS на выводе CS, снимаемого с резистивного датчика тока первичной обмотки дросселя. Напряжение V1 на выходе схемы измерения тока сравнивается аналоговым компаратором с напряжением обратной связи VFB, подаваемым на вывод FB. При совпадении этих двух напряжений сбрасывается внутренний триггер, что приводит к выключению силового транзистора.

Связь между напряжениями V1 и VCS определяется формулой:

$$V_{1}=G_{PWM}\times V_{CS}+V_{PWM},\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

где GPWM и VPWM – соответственно, коэффициент усиления и напряжение смещения токового усилителя, определяемые из технической документации на микросхему.

Во избежание ложного срабатывания, которое может быть вызвано импульсом тока, возникающим при разряде емкости между стоком и истоком силового транзистора, прохождение сигнала с вывода CS блокируется схемой подавления фронтов (Leading Edge Blanking – LEB) на время tLEB, начиная с момента появления высокого уровня напряжения на выходе драйвера. Типовое время блокировки равно 220 нс. Это время фактически является минимальным временем tOnMin, на которое может быть открыт силовой транзистор. Ограничению также подвергается и максимальное время открытого состояния tOnMax, что предотвращает уменьшение частоты преобразования, например, при больших значениях индуктивности первичной обмотки дросселя.

Схема измерения тока является очень чувствительной к помехам, поэтому при зашумленности сигнала на выводе CS, особенно при высоком напряжении сети и  небольших токах нагрузок, силовой транзистор может быть выключен практически сразу после включения (по завершении интервала tLEB). Для предотвращения этого между выводами CS и GND рекомендуется устанавливать керамический конденсатор емкостью 0,1…100 нФ.

Максимальное напряжение на выводе CS в нормальном режиме работы VCS_N = 1 В. Это позволяет рассчитать сопротивление токоизмерительного резистора RSense по формуле:

$$R_{Sense}=\frac{V_{CS\_N}}{I_{PMax}},\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

где IPMax – максимальный ток первичной обмотки дросселя (максимальный ток силового транзистора).

Алгоритм работы при малых нагрузках

Для улучшения характеристик преобразователя при малых токах нагрузок микросхема переводит силовую часть в режим пропуска импульсов (Active Burst Mode – ABM), работа в котором позволяет снизить собственное энергопотребление до уровня, не превышающего 100 мВт.

Режим работы схемы ABM определяется сопротивлением RSel между выводом FB и общим проводом, которое можно изменить путем установки дополнительного резистора (рисунок 1). В зависимости от величины RSel преобразователь при обнаружении малого тока на выходе может работать в экономичном режиме 1 или в режиме 2 с более высоким уровнем энергопотребления (таблица 2).

Таблица 2.  Параметры режима АВМ

Режим RSel VFB VCS Напряжение включения, VFB,EBLX Напряжение выключения, VFB,LB
Режим 1 VFB > VREF_B VCS_BL1 = 0,31 В 0,90 В 2,75 В
Режим 2 580…670 кОм VFB < VREF_B VCS_BL1 = 0,35 В 1,05 В 2,75 В

Определение режима работы АВМ происходит следующим образом. При запуске микросхемы, когда напряжение VVCC меньше 4 В, сигнал RefGOOD имеет низкий уровень, что приводит к сбросу триггера схемы детектора режима АВМ (рисунок 6). При этом внутренний резистор RFB с помощью ключа S2 отключается от вывода FB, а ключ S1 подключает к выводу FB источник тока Isel.

Рис. 6. Принцип работы детектора режима АВМ

Рис. 6. Принцип работы детектора режима АВМ

Когда напряжение питания микросхемы находится в диапазоне 4 В…VVCC_ON, источник тока Isel начинает заряжать конденсаторы, связанные с выводом FB. Выбранный пользователем режим работы схемы АВМ фиксируется внутренними узлами микросхемы на основании напряжения на выводе FB в момент ее включения – при достижении напряжением питания величины VVCC_ON. После включения микросхемы триггер детектора устанавливается в состоянии логической единицы, после чего режим работы схемы АВМ уже не будет зависеть от напряжения VFB. Через 2 мкс после включения микросхемы источник тока Isel отключается, а внутренний резистор RFB – подключается к выводу FB.

Для активизации режима АВМ необходимо выполнение следующих трех условий, гарантирующих, что преобразователь действительно работает в режиме малой нагрузки:

– напряжение на выводе FB должно быть ниже порога VFB_EBLX;

– значение реверсивного счетчика должно быть равно 8 (при низком входном напряжении) или 10 (при высоком);

– предыдущие два условия должны выполняться в течение времени tFB_BEB = 20 мс.

Как только все три условия будут выполнены, микросхема перейдет в режим АВМ. В этом режиме преобразователь начинает работать с пропуском импульсов по гистерезисному принципу (рисунок 7). После остановки преобразования один из компараторов схемы АВМ начинает следить за напряжением обратной связи VFB, которое обратно пропорционально выходным напряжениям преобразователя. Как только это напряжение станет больше порогового уровня VFB_BOn, произойдет возобновление работы преобразователя, чтобы восполнить потери энергии в выходных конденсаторах.

Рис. 7. Принцип работы преобразователя в режиме АВМ

Рис. 7. Принцип работы преобразователя в режиме АВМ

В режиме АВМ для предотвращения увеличения частоты переключений значение реверсивного счетчика максимально и равно 8 (при низком входном напряжении) или 10 (при высоком). Время выключения силового транзистора, как и в нормальном режиме, определяется схемой ограничения тока, однако пороговые уровни в данном случае определяются не контуром обратной связи по напряжению, а имеют фиксированные значения, зависящие от режима АВМ: VCS_BL1 = 31% от номинального тока (режим 1) или VCS_BL2 = 35% (режим 2).

По мере заряда выходных конденсаторов напряжение VFB будет уменьшаться. Как только напряжение VFB достигнет порога отключения VFB_BOff, преобразование прекратится до тех пор, пока VFB снова не увеличится до величины VFB_BOn. Таким образом, в режиме АВМ все выходные напряжения преобразователя будут иметь пилообразную форму с коэффициентом пульсации, не превышающим 1%.

В случае увеличения тока нагрузок выходные напряжения начнут уменьшаться, что приведет к увеличению напряжения VFB. Как только это напряжение превысит пороговый уровень VFB_LB, произойдет выход из режима АВМ: искусственное ограничение максимального тока силового транзистора VCS_BL1/VCS_BL2 будет снято, а реверсивный счетчик в зависимости от входного напряжения будет установлен в 1 или 3. Все эти действия позволят максимально уменьшить просадки выходных напряжений в случае резких изменений токов нагрузок.

Контур обратной связи по напряжению

Напряжение обратной связи VFB формируется с помощью делителя напряжения, образованного внутренним резистором RFB, подключенным к источнику опорного напряжения VREF = 3,3 В, и внутренним сопротивлением транзистора внешнего оптрона. Для уменьшения уровня шумов между выводами FB и GND может быть установлен внешний керамический конденсатор небольшой емкости, например, 1 нФ.

Напряжение VFB используется для двух функций:

– определение порога выключения силового транзистора (напряжения VCS);

– определение максимального количества колебаний на стоке силового транзистора во время второго переходного процесса (рисунок 2).

Один из возможных вариантов включения оптрона с использованием в качестве усилителя ошибки на вторичной стороне популярной микросхемы TL431 показан на рисунке 8.

Рис. 8. Схема включения оптрона на вторичной стороне

Рис. 8. Схема включения оптрона на вторичной стороне

При использовании TL431 соотношение сопротивлений резисторов опорного делителя напряжения R25 и R26 определяются формулой:

$$R_{25}=R_{26}\times \left(\frac{V_{Out}}{V_{REF\_TL}}-1 \right),\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

где VOut – выходное напряжение, VREF_TL – опорное напряжение TL431.

Детектор размагничивания дросселя

Компаратор детектора размагничивания дросселя подключен к выводу ZCD, к которому также подключаются внутренний резистор RZCD и внешняя RC цепочка, элементы которой – RZC и CZC образуют фильтр нижних частот. Параметры этих компонентов должны обеспечивать надежную работу всех трех функций микросхемы, связанных с этим выводом.

В первую очередь необходимо обеспечить надежную работу схемы защиты от перенапряжения выхода (Over Voltage Protection – OVP). Для этого необходимо выбрать соотношение сопротивлений резисторов RZC и RZCD, исходя из условия:

$$\frac{R_{ZCD}}{R_{ZC}+R_{ZCD}}<\frac{V_{ZCD\_OVP\_Min}\times N_{S}}{V_{Out\_OVP}\times N_{A}},\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

где VZCD_OVP_Min – порог срабатывания схемы OVP; VOut_OVP – максимально допустимое напряжение на выходе преобразователя; NS, NA – соответственно, количество витков вторичной и вспомогательной обмоток дросселя.

Следующим этапом выбора элементов RZC и CZC является обеспечение требуемого времени включения силового транзистора. Как показано на рисунке 2, промежуток времени между моментом, когда напряжение на стоке становится равным напряжению питания, что соответствует нулевому напряжению на вспомогательной обмотке, и моментом достижения этим напряжением минимального значения, что соответствует включению силового транзистора, разбивается на два интервала. На первом интервале tdelay1 напряжение на выводе ZCD уменьшается до порогового значения VZCD_CT_Typ = 100 мВ срабатывания компаратора, подающего команду на увеличение значения счетчика размагничивания. Второй интервал времени tdelay2 определяется скоростью работы микросхемы и соответствует промежутку между срабатыванием компаратора и фактическим включением силового транзистора. Поскольку tdelay2 фиксировано и не может быть изменено, то единственным способом обеспечить включение силового транзистора при минимальном напряжении на стоке является коррекция времени tdelay1 путем подбора емкости конденсатора CZC. На практике это делается экспериментальным путем.

Кроме этого, как показано на рисунке 2, при плохом демпфировании первого переходного процесса возможно ложное срабатывание детектора размагничивания дросселя, поскольку эти колебания также присутствуют в напряжении  вспомогательной обмотки, и при неправильном выборе емкости CZC в некоторых режимах работы напряжение на выводе ZCD также может оказаться ниже VZCD_CT_Typ. Таким образом, выбор емкости CZC и сопротивления RZC является компромиссом между точностью работы узла OVP и точностью включения силового транзистора.

Если амплитуда колебаний во время второго переходного процесса все же недостаточна для устойчивой работы микросхемы, необходимо увеличить емкость CDS между стоком и истоком. Однако следует помнить, что это приведет к увеличению динамических потерь при включении силового транзистора, поэтому емкость CDS не должна превышать 100 пФ.

Кроме того, не следует забывать о наличии встроенных узлов, блокирующих прохождение сигнала к счетчику размагничивания дросселя после выключения силового транзистора. Типовое время блокировки составляет 2,5 мкс, если напряжение на выводе VZCD превышает 0,45 В, и 25 мкс при меньшем уровне сигнала. Поскольку на протяжении этого времени силовой транзистор не может быть включен, то эти длительности следует рассматривать в качестве минимальных промежутков времени выключенного состояния силового транзистора.

Интегрированный драйвер MOSFET

Некоторые модели контроллеров (например, ICE5QSAG) содержат интегрированный драйвер MOSFET, позволяющий уменьшить количество внешних компонентов. Выходное напряжение драйвера равно 10 В, что достаточно для управления большинством существующих транзисторов. При типовой емкости затвора 1 нФ скорости нарастания и спада напряжения на выходе драйвера составляют, соответственно, 117 нс и 27 нс. При необходимости временные промежутки включения или выключения могут быть увеличены с помощью резисторов, включаемых последовательно в цепь затвора. Для раздельной регулировки длительностей включения и выключения могут использоваться два резистора, один из которых, обычно с более высоким сопротивлением, включается последовательно с диодом, например 1N4148.

Для уменьшения переходных процессов в цепи затвора во время выключения силового транзистора длина соединительных проводников между драйвером и внешним MOSFET должна быть минимальна, также как и площадь петли, образованной на печатной плате проводниками контура управления.

Узел контроля входного напряжения

Защита преобразователя от высокого (Over Voltage) или низкого (Brown-Out) входного напряжения осуществляется путем контроля напряжения VIN на выводе VIN, подключаемого через резистивный делитель напряжения к конденсатору Cbus. Когда напряжение VIN становится выше 2,9 В и держится на таком уровне в течение времени выдержки 250 мкс (Blanking Time), микросхема блокируется, и работа силовой части преобразователя прекращается. Восстановление работы происходит автоматически после того, как напряжение VIN станет меньше 2,9 В в течение времени выдержки 250 мкс, и напряжение питания микросхемы VVCC достигнет порога ее включения.

Аналогичный процесс происходит, когда напряжение VIN становится меньше 0,4 В. В этом случае микросхема переходит в режим защиты от пониженного напряжения, из которого выходит также автоматически при увеличении напряжения VIN до уровня 0,66 В.

Обратите внимание, что в этих защитных режимах не происходит включения силового транзистора. То есть, микросхема выполняет стандартный регламент запуска: заряд конденсатора СVCC до уровня VVCC_ON, измерение напряжения VIN и вход в режим блокировки при его неудовлетворительном значении, разряд конденсатора СVCC и перезапуск схемы управления.

Алгоритм расчета сопротивлений резисторов RL1 и RL2 зависит от приоритетов защитных функций, определяемых конечным приложением. В любом случае, рекомендуемое сопротивление резистора RL1 = 9 МОм.

В случае, когда защита от перенапряжения имеет более высокий приоритет, сопротивление резистора RL2 определяется по формуле:

$$R_{L2}=\frac{R_{L1}\times V_{VIN\_LOVP}}{(V_{Line\_OVP\_AC}\times \sqrt{2})-V_{VIN\_OVP}},\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

где VVIN_LOVP = 2,9 В (тип.) – порог срабатывания защиты от перенапряжения; VLINE_OVP_AC – максимально допустимое напряжение сети.

В этом случае, напряжение срабатывания защиты от пониженного напряжения VBrownIn_AC определяется формулой:

$$V_{BrownIn\_AC}=\frac{\left(V_{VIN\_BI}\times \frac{R_{L1}+R_{L2}}{R_{L2}} \right)+V_{DC\_Ripple}}{\sqrt{2}},\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

где VVIN_BI = 0,66 В (тип.) – порог срабатывания защиты; VDC_Ripple – размах пульсации на конденсаторе Cbus, зависящий от частоты сети и тока нагрузок преобразователя (VDC_Ripple = 0…30 В).

Напряжение отключения защиты от пониженного напряжения VBrownOut_AC:

$$V_{BrownOut\_AC}=\frac{\left(V_{VIN\_BO}\times \frac{R_{L1}+R_{L2}}{R_{L2}} \right)+V_{DC\_Ripple}}{\sqrt{2}},\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

где VVIN_BO = 0,4 В – порог отключения защиты от пониженного напряжения.

Напряжение переключения режимов высокое/низкое входное напряжение VLineSelection_AC:

$$V_{LineSelection\_AC}=\frac{\left(V_{VIN\_REF}\times \frac{R_{L1}+R_{L2}}{R_{L2}} \right)+V_{DC\_Ripple}}{\sqrt{2}},\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

где VVIN_REF = 1,52 В (тип.) – порог переключения режимов.

В случае, когда более приоритетной является защита от пониженного напряжения, сопротивление резистора RL2 определяется по формуле:

$$R_{L2}=\frac{V_{VIN\_BI}\times R_{L1}}{(V_{Line\_BI\_AC}\times \sqrt{2})-V_{VIN\_BI}},\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

где VLine_BI_AC – требуемое напряжение срабатывания защиты от пониженного напряжения.

В этом случае напряжение срабатывания защиты от перенапряжения VLine_OVP_AC можно определить по формуле:

$$V_{Line\_OVP\_AC}=\frac{\frac{R_{L1}\times V_{VIN\_LOVP}}{R_{L2}}+V_{VIN\_LOVP}}{\sqrt{2}}\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

Остальные пороговые напряжения VBrownOut_AC и VLineSelection_AC определяются, соответственно, формулами (14) и (15).

Защитные функции

Наличие защитных функций является обязательным условием надежности и безопасности работы системы. Микросхемы ICE5QSAG и ICE5QRxxxxAx обеспечивают комплексную защиту, гарантирующую надежную работу преобразователя и безопасную эксплуатацию используемых нагрузок на протяжении всего срока службы. Список и ключевые особенности защитных функций контроллеров приведены в таблице 3. В большинстве случаев система автоматически восстанавливает работу после устранения неисправности, что является важным преимуществом рассматриваемых преобразователей.

Таблица 3.  Параметры защитных функций

Вид защиты Условия срабатывания Алгоритм работы преобразователя
Высокое входное напряжение VVIN > 2,9 В Перезапуск системы без включения силового транзистора
Низкое входное напряжение VVIN < 0,4 В Перезапуск системы без включения силового транзистора
Высокое напряжение питания VVCC > 25,5 В Двойной перезапуск системы
Низкое напряжение питания VVCC < 10 В Перезапуск системы
Перегрузка по току VFB > 2,75 В в течение последних 30 мс Двойной перезапуск системы
Высокое выходное напряжение VZCD > 2 В в течение последних 10 последовательных циклов преобразования Двойной перезапуск системы
Перегрев кристалла микросхемы TJ > 140°C
с гистерезисом 40°C
Перезапуск системы без включения силового транзистора
Замыкание выводов CS и GND VCS < 0,1 В в течение последних 5 мкс и трех последовательных циклов преобразования Двойной перезапуск системы
Замыкание выводов VCC и GND VVCC < 1,1 В при токе заряда IVCC_Charge1 ≈ -0,2 А Невозможность запуска микросхемы

Прочие особенности

Чтобы предотвратить появление акустических шумов во время работы за счет ограничения максимальных длительностей открытого и закрытого состояний силового транзистора, частота переключений никогда не опускается ниже 20 кГц.

Максимальное время открытого состояния силового транзистора обычно не превышает 35 мкс. Если транзистор в течение этого промежутка времени не был выключен другими узлами схемы управления, он будет выключен принудительно.

После выключения силового транзистора следующий цикл преобразования начнется после того, как детектор размагничивания дросселя отсчитает нужное количество колебаний напряжения на стоке MOSFET. Тем не менее, если по истечении 42,5 мкс силовой транзистор не был включен, то это произойдет принудительно. Такой алгоритм работы позволяет сохранить работоспособность преобразователя даже при нулевом напряжении на выводе ZCD и обеспечить режим непрерывной проводимости во время запуска преобразователя.

При разработке силового дросселя минимальная частота преобразования, обеспечиваемая при минимальном напряжении сети и максимальном токе нагрузки, должна быть больше или равна 40 кГц. Максимальная частота, из-за наличия внутренних ограничений на минимальное время открытого и закрытого состояния силового транзистора, не может превышать 200 кГц при любом входном напряжении и любых токах нагрузки.

Заключение

Исходя из описания схемы управления, очевидно, что поддержка квазирезонансного режима работы, с одной стороны, далеко не так проста, как кажется на первый взгляд, а с другой стороны, при использовании готовых контроллеров требует минимума усилий со стороны разработчика – отсюда название цикла статей «Квазирезонанс – это просто!».

Тем не менее, использование даже самой передовой микросхемы с множеством полезных интегрированных функций никак не гарантирует, что преобразователь будет работать в квазирезонансном режиме, впрочем, как и то, что он будет работать вообще. Как и для любого импульсного преобразователя, неправильный расчет или ошибочный выбор внешних элементов, особенно силового дросселя, может в лучшем случае привести к неустойчивой работе схемы, а в худшем – к выходу из строя элементов как силовой части, так и контроллера. Поэтому в продолжении статьи, которое выйдет в одном из следующих номеров журнала, будет приведен подробный пример расчета обратноходового квазирезонансного преобразователя.

Наши информационные каналы

О компании Infineon

Компания Infineon является мировым лидером по производству силовых полупроводниковых компонентов, а также занимает ведущие позиции по производству автомобильной полупроводниковой электроники и смарт-карт.  В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. Это сочетание открывает новые возможности для клиентов, так как обе компании превосходно дополняют друг друга благодаря высокому уровню ...читать далее